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Academic year: 2021

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Capitolo 1

I Sistemi Radar Passivi

I sistemi radar passivi (o Passive Coherent Location) sono una classe di sistemi radar che rivelano bersagli sfruttando i segnali provenienti da trasmettitori non cooperanti, detti illuminatori di opportunità (emittenti radio, DVB-T, UMTS, etc); sono di conseguenza dei radar bistatici, poiché trasmettitore e ricevitore sono separati e quindi situati in due distinte zone.

Nei prossimi paragrafi, dopo un breve excursus storico riguardante i momenti chiave nella storia dello sviluppo di radar bistatici, faremo una panoramica sulle principali caratteristiche di un radar passivo, illustrandone la geometria e mettendo in evidenza vantaggi ma anche svantaggi di questo sistema. Introdurremo tra l’altro anche lo strumento fondamentale per capire le prestazioni che possono essere raggiunte con un particolare illuminatore di opportunità: la funzione di ambiguità.

(2)

1.1 Cenni storici sul radar bistatico

I sistemi radar bistatici, ovvero sistemi che usano antenne in diverse posizioni per trasmissione e ricezione, sono stati studiati e costruiti fin dagli inizi. Il brevetto rilasciato all'ingegnere Christian Hülsmeyer nell'aprile del 1904 trattava di un sistema che oggi chiameremmo bistatico a onda continua, capace di rivelare la presenza di navi a distanze massime di 2 km per mezzo di onde elettromagnetiche [1].

Nel 1922, A. Taylor e L.C. Young della US Naval Research Laboratory, rilevarono una nave usando un radar bistatico a onda continua.

Nei primi anni ‘30 molte nazioni sfruttavano radar bistatici a onda continua per controllare il loro spazio aereo. Ad esempio, Sir Robert Watson-Watt e il suo team crearono per lo Scientific Survey of Air Defence in Gran Bretagna il sistema radar

Chain Home, il primo sistema ad essere utilizzato in operazioni militari, ed era un

sistema bistatico. Successivamente altri paesi seguirono l’esempio britannico: l’Unione Sovietica e il Giappone crearono sistemi basati su radar bistatici, chiamati rispettivamente RUS-1 e Type A.

Durante la Seconda Guerra mondiale i tedeschi usavano un sistema passivo bistatico chiamato Kleine Heildelberg: questo ricevitore, situato ad Ostenda in Belgio, aveva il compito di sfruttare i radar inglesi del sistema Chain Home come trasmettitori per rilevare aerei nella parte Sud del Mare del Nord [1-2-3].

Nel 1936 i laboratori di ricerca navale degli Stati Uniti crearono il duplexer, dispositivo che permise di utilizzare la stessa antenna sia in trasmissione che in ricezione con una notevole semplificazione, oltre che della geometria del sistema, anche della sincronizzazione fra trasmettitore e ricevitore e quindi, dagli anni ‘40 in poi si è assistito ad una focalizzazione della ricerca su strutture monostatiche.

L’interesse per il radar bistatico crebbe di nuovo a partire dagli anni ’70, ma è soprattutto grazie ai progressi tecnologici degli ultimi anni che lo studio dei radar bistatici si è consolidato. Tra le principali innovazioni tecnologiche che hanno portato a rivalutare il sistema bistatico ricordiamo i processori ad alta velocità (DSP), le antenne array e l'impiego del GPS per la sincronizzazione trasmettitore-ricevitore.

(3)

ricevitore è passivo, di conseguenza non rilevabile e questo rende il sistema poco vulnerabile ad attacchi elettronici (ECM: Electronic Countermeasures). Inoltre i sistemi bistatici sono adatti a rivelare bersagli 'invisibili' (stealthy), che sono progettati per avere una RCS monostatica molto piccola. Il prezzo da pagare per questi vantaggi sarà rappresentato da un aumento della complessità del sistema e del processing.

Nel 1998 la Lockheed-Martin Mission System ha lanciato sul mercato il sistema

Silent Sentry 2 (SS2), ovvero un radar bistatico che sfrutta le emissioni

elettromagnetiche di trasmettitori radio FM o TV analogica al fine di individuare e inseguire bersagli in volo. Il Silent Sentry 2 quindi non è nient’altro che un radar passivo, in quanto non trasmette segnali.

Negli ultimi anni, specialmente a partire dal 2001, c'è stato un crescente interesse per radar bistatici simili al sistema Silent Sentry, cioè sistemi che sfruttano le emissioni elettromagnetiche di trasmettitori non cooperanti, chiamati illuminatori di opportunità, e questo è diretta conseguenza del fatto che il progetto di un radar passivo riguarda solamente il ricevitore, permettendo un abbassamento dei costi del sistema hardware.

Teoricamente tutto ciò che emette onde elettromagnetiche può essere sfruttato per costruire un radar passivo: stazioni radio, stazioni TV, basestation DVB-T, UMTS, etc.

1.2 Funzionamento di un radar passivo

Nell'analisi delle caratteristiche di un radar passivo bisogna tenere conto del fatto che la forma d'onda e la durata dell’impulso trasmesso non sono sotto il controllo del progettista radar, il cui compito consiste nel ricavare un apparato di ricezione in grado di garantire determinate prestazioni a seconda dell'illuminatore scelto.

Il ricevitore PCL richiede solitamente due canali [4]: un canale di riferimento (reference channel) e un canale di rivelazione (detection channel). Il primo è impiegato per prelevare il segnale diretto (segnale di riferimento), ossia il segnale trasmesso dall’illuminatore di opportunità, in maniera tale da fornire un riferimento rispetto al quale si possa confrontare il segnale utile, ovvero il segnale riflesso dal bersaglio, che viene a sua volta prelevato attraverso il canale di rivelazione. In Figura

(4)

1.1 [5] è illustrato un tipico scenario per un sistema radar PCL:

Figura 1.1: Configurazione PCL

L’idea principale che sta alla base dei radar passivi è quella di campionare il segnale di riferimento e correlarlo con il segnale ricevuto. Questa operazione di cross-correlazione è la funzione di ambiguità che dipende dal ritardo fra segnale target, segnale di riferimento e dalla frequenza doppler del bersaglio. Tutto ciò rende il ricevitore PCL coerente, e questo spiega il termine Coherent nell’espressione Passive

Coherent Location. Il termine Location invece sta ad indicare che il sistema è in grado

di valutare la distanza, la velocità radiale e, possibilmente, l'azimut o l'angolo di elevazione del bersaglio.

L’interesse verso questi sistemi è cresciuto molto negli ultimi anni, grazie soprattutto ai numerosi progressi tecnologici e al conseguente aumento delle loro applicazioni nei campi più disparati, dallo studio dei fenomeni atmosferici alla sorveglianza per lo spazio aereo e marittimo. L’utilizzo sempre più massiccio di questo tipo di apparati radar è legato essenzialmente all’assenza del trasmettitore, che permette di abbassare drasticamente i costi e di facilitare la manutenzione del sistema hardware. Inoltre, è possibile utilizzare diversi ricevitori in modo tale che ognuno rappresenti un radar bistatico in maniera tale da avere una sempre più accurata ricostruzione delle immagini o una maggiore precisione della posizione del bersaglio.

(5)

La rapida crescita del numero di emissioni RF legate ai più disparati tipi di trasmissioni, dalla TV alla radio fino ad arrivare alle trasmissioni cellulari, ha avuto come risultato quello di offrire ai radar passivi una vasta gamma di segnali da poter sfruttare. Di contro, un limite di questi sistemi è rappresentato dalla difficile valutazione delle loro prestazioni, in quanto i parametri chiave per la loro analisi, come ad esempio la forma d’onda e la geometria del sistema, sono molto variabili e fortemente dipendenti dal tipo d’illuminatore scelto. Ne consegue che, al fine di prevedere le prestazioni di un sistema radar passivo e massimizzarne l’efficienza, è necessario affrontare uno studio preliminare delle caratteristiche dell’illuminatore di opportunità scelto e dei suoi parametri principali, in particolar modo studiarne la sua funzione di ambiguità, le cui caratteristiche principali verranno accennate nel prossimo paragrafo.

1.3 La funzione di ambiguità

La funzione di ambiguità è uno strumento analitico per l’analisi e la sintesi di forme d’onda e risulta di estrema utilità qualora si renda necessario esaminare la risoluzione, il livello dei lobi e l’ambiguità, sia in range che in doppler, di un dato segnale.

Se chiamo con s(t) il segnale trasmesso, la sua funzione di ambiguità [6] è data dalla seguente espressione:

[

]

2 2 * ( , ) ( , ) s t s t( ) ( ) exp 2j t dt ψ τ ν = χ τ ν = +∞

−τ πν −∞ (1.1)

dove τ è il ritardo del segnale ricevuto dal bersaglio mentre ν è la sua frequenza doppler. Usando il teorema di Parseval la funzione di ambiguità può essere anche scritta come:

(6)

2 2 * j2 ( , ) ( , ) F( f )F ( f )e πυτdf ψ τ ν χ τ υ υ +∞ − −∞ = 

+ (0,0) ( , ) (1.2)

dove F(f) è la trasformata di Fourier di s(t).

Ogni funzione di ambiguità realizzabile deve rispettare delle proprietà fondamentali che sono dovute a dei vincoli, come il fatto che l’energia del segnale trasmesso è positiva e finita, e che il segnale non può essere limitato nel tempo e avere banda limitata.

Le proprietà più importanti di ogni funzione di ambiguità sono le seguenti [7]:

1. Il massimo della funzione di ambiguità è sempre nell’origine:

χ τ ν

> ( , ) (0,0)≠ (1.3)

χ ∀τ ν

2. La funzione di ambiguità è simmetrica rispetto alla retta τ ν=

*

( , ) ( , )

:

χ τ ν =χ − − τ ν (1.4)

3. Il valore nell’origine della funzione di ambiguità è pari all’energia del segnale al quadrato: 2 2 2 ( 0 , 0 ) χ + ∞ − ∞

 s t( ) d t (1.5) 2 ( , ) χ τ υ

4. Il volume sotto la superficie è uguale al quadrato dell’energia del segnale: 2 2 2 ( , ) d d s t dt( ) χ τ ν τ ν =

∫∫

(1.6)

(7)

Queste proprietà portano a delle limitazioni nella scelta tra le possibili funzioni di ambiguità e, il compromesso tra l’effetto che esse hanno sulle prestazioni e la necessità di mantenere le precedenti proprietà, è l’essenza della progettazione delle forme d’onda radar.

La funzione di ambiguità di un segnale con un certo ritardo τa e con una certa

frequenza Doppler fDa è pari alla funzione di autoambiguità del segnale trasmesso

traslata nel punto (τa, fDa). Per rivelare il bersaglio in maniera ottima all’interno del

segnale ricevuto, che sarà composto oltre che dal segnale utile anche da clutter e da rumore bianco, dovremo implementare la funzione di ambiguità, massimizzare il picco in (τa, fDa) e minimizzare gli altri contributi. Idealmente vorremmo che:

( )

2 1 0 0 0 ideal per ( , ) , ( , ) altrimenti τ υ χ τ υ ⎧⎪ = ⎪⎪⎪ = ⎨ ⎪⎪ ⎪⎪⎩ (1.7)

di conseguenza, dovendo rispettare le proprietà 3 e 4 appena descritte e che implicano l’esistenza di un volume costante sotto la funzione di ambiguità, non confinabile nell’origine, possiamo evincere che è impossibile per un segnale x(t) produrre una funzione di ambiguità come quella descritta nella 1.7. La funzione di ambiguità deve perciò contenere dei valori non nulli di τ e f al di fuori dell’origine.

Cosa succede quando nel segnale che vado a ricevere sono presenti più bersagli? Si possono avere tre effetti indesiderati:

• Se la maggior parte del volume della funzione di ambiguità è collocato vicino all’origine, in modo tale da produrre una campana ampia sul dominio (τ, f), può essere impossibile rivelare due bersagli vicini: il segnale di uscita sarà la somma di due picchi ampi.

• Se l’eco da un bersaglio è significativamente più alto di quello proveniente da un altro bersaglio, e la posizione del secondo bersaglio è tale che il picco della

(8)

funzione di ambiguità dovuto a quest’ultimo giace in una zona non nulla della funzione di ambiguità a causa del primo bersaglio, è possibile che questi valori non nulli siano così ampi da mascherare l’eco del secondo bersaglio.

• Se valori della funzione di ambiguità lontani dall’origine sono sufficientemente ampi, può accadere che la loro ampiezza sia tale da provocare un falso allarme e quindi indicare un bersaglio che in realtà non esiste.

Nel cercare di formare una funzione di ambiguità che sia la più adatta ai nostri scopi, è possibile ridurre uno o due di questi effetti ma mai tutti e tre. Una forma d’onda adeguata potrebbe essere quella che produce una funzione di ambiguità con picchi stretti all’origine e la maggior parte del volume distribuita in maniera uniforme nel piano (τ, f).

E’ possibile suddividere le forme d’onda in quattro classi distinte (figura 1.2) ognuna delle quali si distingue per proprietà e forme di funzione di ambiguità:

• Classe A: segnali per i quali il prodotto della loro durata per la lunghezza di banda è approssimativamente unitario. L’impulso rettangolare appartiene a questa classe. La funzione di ambiguità delle forme d’onda di questa classe presenta un ‘ridge’ lungo una delle due dimensioni (τ, f) e perciò forniscono delle alte risoluzioni nella dimensione τ o nella dimensione f ma non in entrambe.

Oltre alle forme d’onda della Classe A, ci sono segnali caratterizzati da un prodotto tempo banda maggiore dell’unità in cui le forme d’onda sono a impulso compresso e si dividono in tre classi:

• Classe B1: segnali irregolari o noise-like. La loro funzione di ambiguità consiste in un picco nell’origine e presenta la maggior parte del volume distribuito su un basso livello costante attorno al picco. Grazie a questa particolare forma, i segnali della classe B1 hanno una buona risoluzione sia in time-delay che in Doppler-shift.

• Classe B2: segnali aperiodici che si distinguono dai segnali della classe precedente per essere deterministici. Un esempio di questa classe è rappresentato dagli

(9)

impulsi FM lineari. La funzione di ambiguità di queste forme d’onda consiste in una cresta orientata in una certa direzione compresa tra (τ,f).

• Classe C: tutti i segnali periodici di periodo T, che producono una funzione di ambiguità diversa da zero per valori di f multipli di 1/T. Questo tipo di forme d’onda forniscono delle buone risoluzioni sia in time-delay che in Doppler-shift.

(10)

1.4 Equazione bistatica del radar

In Figura 1.3 è illustrata la tipica geometria dei sistemi radar bistatici:

Figura 1.3: Geometria bistatica

La distanza d è la cosiddetta bistatic baseline, rT è la distanza

trasmettitore-bersaglio, rR è la distanza target-ricevitore.

La potenza che arriva al ricevitore è data da:

2 2 2

4

4

4

t t b r r T R

PG

G

P

r

r

σ

λ

π

π

=

×

×

π

(1.8) dove: Pr è la potenza ricevuta Pt è la potenza trasmessa

Gt è il guadagno dell'antenna trasmittente

Gr è il guadagno dell'antenna in ricezione nella direzione di massima irradiazione λ è la lunghezza d'onda del segnale trasmesso in metri

b

(11)

rT è la distanza trasmettitore-target

rR è la distanza target-ricevitore

Il primo termine a secondo membro dell’equazione 1.8 rappresenta la densità di potenza per unità di superficie emessa dal trasmettitore, il secondo indica la quota di potenza che viene riflessa dal bersaglio e reirradiata nella direzione del ricevitore, mentre il terzo termine è l’area efficace dell’antenna espressa in funzione del guadagno in ricezione.

La BCRS è stata argomento di numerosi studi nel corso degli anni; tuttavia non esiste una formula esatta, ma esiste una relazione che può condurre a buone approssimazioni. Si possono individuare tre regioni al variare di β, ovvero l'angolo bistatico compreso tra la direzione target-TX e la direzione target-RX:

1. quasi-monostatic β<5° 2. bistatic 5°< β<180° 3. forward-scatter β=180°

All’interno della prima regione, la BRCS può essere approssimata con la RCS monostatica moltiplicata per cos(β/2), questo è vero per piccoli angoli bistatici (β < 5°) e alle basse frequenze.

Nella seconda regione (bistatic) la BCRS assume valori inferiori rispetto a quella monostatica,; questo scostamento può essere quantificato in generale così:

-20dB < bistatica monostatica

σ

σ < -12dB

La terza regione rappresenta un caso limite e si ha quando il bersaglio si trova sulla

baseline, cioè quando β = 180°, ovvero quando il bersaglio si trova in linea con

trasmettitore e ricevitore. Questa configurazione geometrica comporta la perdita dell'informazione sulla distanza, ma permette di ottenere un aumento dell'intensità del fenomeno di diffusione, o scattering, anche per i bersagli stealthy. Questo fatto può

(12)

essere capito considerando il principio di Babinet, il quale stabilisce che un bersaglio perfettamente assorbente genera lo stesso scattering diretto (forward scatter) di quello prodotto da un’apertura su una lamina perfettamente conduttrice con la stessa forma del bersaglio (a parte uno sfasamento di 180°). In questo caso la BRCS può essere calcolata con la seguente formula [8]:

2 2

4

b

A

π

σ

λ

=

dove:

A è l'area geometrica del bersaglio

λ è la lunghezza d'onda

L’equazione bistatica del radar [8] può essere calcolata come nel caso monostatico, ovvero: 2 3 2 2 1 2 0

(4 )

t t r pt pr b r n n

PG G

L L

P

SNR

n

P

r r kT B F

λ

σ

π

=

=

(1.9) dove:

Pr è la potenza ricevuta (vedi equazione 1.8)

Pn è la potenza di rumore

k è la costante di Boltzmann (1.38*10-23)

T0 è la temperatura di riferimento per valutare la cifra di rumore (290°K)

BBn è la banda equivalente di rumore del ricevitore

Lpt è un fattore che tiene conto delle perdite tra trasmettitore e target

Lpr è un fattore che tiene conto delle perdite tra target e ricevitore

r1 è la distanza trasmettitore-target

(13)

Il fattore 1/r1r2, e di conseguenza il rapporto segnale rumore, ha un minimo quando

r1=r2, dunque il rapporto segnale rumore è più elevato per bersagli che si trovano nelle

vicinanze del trasmettitore o del ricevitore.

Lo spostamento Doppler dipende dal movimento del target, del trasmettitore e del ricevitore come si può vedere in figura 1.4:

Figura 1.4: Bistatic Doppler

l’equazione nel caso generale è abbastanza complicata. Nel caso in cui solamente il target sia in movimento lo scostamento doppler è dato da [9]:

(

)

2

cos cos

/ 2

D

V

f

δ

β

λ

=

(1.10)

dove δ è l’angolo tra β/2 e il vettore V.

Osservando la figura 1.3, se il prodotto rT per rR rimane costante, il luogo

(14)

Figura 1.5: Ovali di Cassini ( Tx e Rx sono alla stessa quota )

Gli ovali mostrati in figura sono contorni i cui punti forniscono dei livelli di potenza (o SNR) costanti al ricevitore. Per ottenere gli ovali di Cassini dobbiamo considerare costanti tutti i parametri dell’equazione bistatica fatta eccezione per r1 e r 2; in questo

modo l’equazione 1.9 può essere vista come:

2 2 1 2 r n

P

S

K

N

P

r r

⎛ ⎞ = =

⎜ ⎟

⎝ ⎠

(1.11)

La formula 1.11 rappresenta una versione semplificata dell’equazione bistatica del radar ed evidenzia che per ogni punto dello spazio l’SNR (o la potenza ricevuta) che ho al ricevitore dipende solo dalla posizione del bersaglio rispetto al trasmettitore e al ricevitore.

Il segnale utile che arriva al ricevitore può essere espresso come una funzione bidimensionale Pr

(

θ, f

)

, dove θ rappresenta la direzione di arrivo del segnale e f è la frequenza. Questo segnale sarà però affetto da una serie di fattori che portano ad una

(15)

degradazione delle prestazioni quali:

i. cifra di rumore del ricevitore

ii. segnale diretto dal trasmettitore che sicuramente ha una potenza maggiore di quella dell'eco del bersaglio e quindi lo può mascherare

iii. versioni multipath del segnale diretto

iv. versioni multipath di altri canali di trasmissione v. vari segnali impulsivi

L'entità di questi fattori di disturbo dipende fortemente dall'ambiente operativo, ovvero dalla geometria bistatica e dalla conformazione geografica del territorio. Tra i fattori di degradazione delle prestazioni quello che porta maggiori problemi è comunque il segnale diretto poiché, senza un’opportuna compensazione, comporterebbe l’impedimento la rivelazione del bersaglio. Qui di seguito vengono elencate alcune tecniche che possono essere utilizzate per attenuare o sopprimere il segnale diretto [8]:

I. Schermatura

II. Processing Doppler (Fourier)

III. Antenne ad alto guadagno nella zona di sorveglianza IV. Cancellazione lobi laterali

V. Beamforming adattativo VI. Filtraggio adattativo

Ognuna di queste tecniche agisce in maniera diversa sul piano (θ, f): in particolare, la schermatura e il Beamforming agiscono sulla direzione del segnale ricevuto eliminando o attenuando certe direzioni, mentre il Processing Doppler e il filtraggio adattativo si occupano di scegliere le frequenze più opportune per distinguere il segnale diretto dai bersagli mobili. Utilizzando invece antenne ad alto guadagno e beamforming adattativo è possibile sfruttare contemporaneamente segnali provenienti da più trasmettitori. Un ulteriore metodo è progettare l'antenna del canale di sorveglianza in modo tale da avere un guadagno molto basso nella direzione di

(16)

trasmissione e un guadagno alto nella zona da sorvegliare.

Nell’utilizzare l’equazione bistatica del radar al fine di prevedere le prestazioni di un sistema radar passivo, è necessario conoscere i valori corretti per ogni tipo di illuminatore e quindi, come già accennato in precedenza, è doveroso uno studio preliminare delle caratteristiche di ogni illuminatore di opportunità come la potenza media trasmessa, il tipo di antenne impiegato, le frequenze di funzionamento, la modulazione del segnale trasmesso, etc. I principali tipi di illuminatori di opportunità sono:

• Trasmettitori TV analogica e digitale

• Trasmettitori radio FM, AM, DAB (Digital Audio Broadcasting) • Basestation GSM

• Basestation UMTS

Le caratteristiche principali sono riassunte in tabella 1.1:

Intervallo di

Frequenza Modulazione Banda segnale/canale del (valori tipici)Pt

Radio FM 88÷108 MHz FM 75KHz 1÷12 kW

Tabella 1.1: Parametri per i principali illuminatori di opportunità Canali A - H: 50-230 MHz (VHF) 7MHz TV analogica VSB video canali 21÷ 69 470-870 MHz (UHF) FM audio 8MHz 0.1÷10 kW TV digitale Stessa canalizzazione TV analogica C-OFDM 8MHz 0.1÷1 kW BTS GSM 890÷1880 MHz GMSK 200KHz 10÷100 W BTS 3G(UMTS) 1885÷2025 MHz QPSK 5MHz 2110÷2170 MHz Max 20 W

(17)

Come è facilmente intuibile, la copertura spaziale e temporale dipenderà dalla posizione del trasmettitore e del ricevitore, dal diagramma di irradiazione dell’antenna in trasmissione e ricezione, ma anche dal modo di trasmettere: ad esempio può capitare che l’illuminatore non sia in funzione per 24 h al giorno e in questo modo si perdono eventuali proprietà di stazionarietà.

1.5 Schema a blocchi di un PCL

Un tipico schema a blocchi di un sistema radar passivo è mostrato in figura 1.6 [3]; questo schema è utile poiché dà una visione d’insieme di quelle che sono le parti principali della progettazione di un radar passivo. Ricordiamo che in un radar passivo, a differenza dei radar convenzionali, il tempo di trasmissione degli impulsi e la forma d’onda dell’onda trasmessa non sono noti: queste informazioni devono essere procurate tramite il canale di riferimento e non rientrano quindi nel progetto del radar stesso.

Ė importante notare che il ricevitore deve essere in grado di rivelare segnali molto deboli anche in presenza di un segnale molto forte come quello diretto, questo significa che deve avere una bassa cifra di rumore e una notevole linearità.

L'antenna al ricevitore è in genere costituita da un array a scansione elettronica del fascio che, sfruttando le tecniche di beamforming come monopulse o beamforming adattativi, può individuare la direzione di arrivo dell'eco.

Con alcuni tipi di trasmettitori può essere necessaria una pre-elaborazione del segnale come ad esempio fare l’equalizzazione del canale per aumentare la qualità del segnale di riferimento, oppure rimuovere delle periodicità nel segnale di riferimento al fine di migliorare la funzione di ambiguità (blocchi Signal Conditioning).

Come già sottolineato in precedenza, la principale limitazione per la maggior parte dei sistemi radar passivi è il livello di potenza del segnale utile che risulta mascherato dal segnale diretto. Il blocco Adaptative Cancellation si occupa di eliminare questo problema.

(18)

(19)

Il blocco fondamentale in un radar passivo è quello che si occupa della cross-correlazione tra il segnale ricevuto sul canale di rivelazione e quello ricevuto sul canale di riferimento, e agisce come filtro adattato nei radar monostatici. La maggior parte dei segnali broadcast digitali o analogici è noise-like e di conseguenza essi tendono a correlare con loro stessi; questo è sicuramente un problema con i bersagli mobili, in quanto lo shift doppler imposto dal bersaglio impedisce che l’eco correli con il segnale diretto proveniente dal trasmettitore. Di conseguenza, per non perdere il rapporto segnale-rumore nel caso di bersagli mobili, viene implementato un banco di filtri adattati ognuno con un’opportuna frequenza doppler. Quello che si ottiene all’uscita è la funzione di ambiguità, di cui abbiamo già parlato nel paragrafo 1.3.

L'operazione di correlazione determina un guadagno che si riflette nell'equazione bistatica del radar. Tale guadagno, chiamato guadagno di processing Gp, dipende dalla banda del ricevitore B e dal tempo d’integrazione del nostro segnale.

B è la banda del segnale diretto, mentre una regola applicata nella pratica ci dice che

il tempo massimo di integrazione è [8]:

T

max

=

(

λ

A

r

)

1 2 (1.12) dove Ar è l'accelerazione radiale del bersaglio.

Da questi dati si ottiene che il guadagno di processing è dato da:

G

p

=T

max

B

(1.13) Quindi, dopo l’operazione di correlazione, l’SNR viene incrementato di un fattore

Gp: 2 3 2 2 0 0

(4 )

r pr t t pt b r p n

PG G

L L

P

SNR

G

P

r r kT BF

λ

σ

π

=

=

(1.14)

(20)

viene eseguita sulla superficie di cross-correlazione (funzione ambiguità) applicando una soglia adattativa con l'algoritmo standard CFAR, applicato prima in distanza e poi in doppler, in maniera tale da ridurre la probabilità di falso allarme.

La fase successiva, infine, riguarda il tracking del bersaglio, dove in genere viene utilizzato il filtro di Kalman.

In una semplice configurazione bistatica (un trasmettitore e un ricevitore) è possibile determinare la posizione del bersaglio calcolando semplicemente il punto di intersezione tra la direzione di massima irradiazione dell’antenna e l’ellisse corrispondente al ritardo dell’eco (bistatic-range ellipse).

Un approccio migliore consiste nello stimare le caratteristiche del bersaglio (bistatic

range doppler e bearing) utilizzando un filtro di Kalman esteso.

1.6 Applicazioni e Vantaggi di un Radar Passivo

I radar passivi possono essere utilizzati per la sorveglianza dello spazio aereo o marittimo [10], per l’oceanografia [11], nel monitoraggio del livello di inquinamento [12], per lo studio di temporali e fulmini e nel monitoraggio del traffico autostradale. Inoltre possono essere sfruttati come supporto a sistemi radar già esistenti.

Questa molteplice e diversificata gamma di applicazioni è indicativa del crescente interesse nei confronti del PCL, dovuto ai tanti vantaggi che questi sistemi radar possiedono. Ne elenchiamo alcuni:

• bassi costi per il funzionamento e la manutenzione, dovuti alla mancanza del trasmettitore

• dimensioni fisiche piccole che permettono di posizionare il radar in posti in cui altrimenti non potrebbe essere posizionato

• possibilità di poter eseguire operazioni di sorveglianza senza essere rilevati • robustezza al jamming

(21)

Da notare inoltre che la crescente congestione spettrale, se per altri sistemi risulta essere un problema, per il PCL risulta essere un vantaggio poichè significa poter attingere l'informazione da più fonti e quindi migliorare il sistema.

Oltre ai già citati vantaggi di cui può godere un radar passivo, abbiamo comunque alcuni svantaggi che affliggono questi tipi di sistemi, tra i quali sottolineiamo i seguenti:

• complessità di implementazione del sistema

• lunghi tempi di integrazione per ottenere valori accettabili di SNR • impossibilità di progettare accuratamente la forma d’onda trasmessa

Inoltre per poter simulare in modo più dettagliato il comportamento dei sistemi PCL è necessario disporre anche di maggiori misure della BRCS nelle frequenze degli illuminatori.

La ricerca sui sistemi radar passivi è in continua crescita, e ciò è testimoniato dalle numerosi pubblicazioni inerenti a questo tipo di sistemi, con l’utilizzo di diversi tipi di illuminatori, tra i quali le Basestation UMTS, che rappresenta tra l’argomento principale di questa tesi.

Figura

Figura 1.1: Configurazione PCL
Figura 1.2: Tipiche funzioni di ambiguità per le quattro classi di forme d’onda
Tabella 1.1: Parametri per i principali illuminatori di opportunità Canali A - H: 50-230 MHz (VHF) 7MHz TV analogica VSB video       canali 21÷ 69 470-870 MHz (UHF) FM audio 8MHz     0.1÷10 kW TV digitale Stessa canalizzazione TV analogica  C-OFDM 8MHz  0.

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