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DIMENSIONAMENTO DEI COMPONENTI
Obiettivi Il circuito integrato che svolge le funzioni di
gate driver per uno dei tasti superiori di ogni ramo è alimentato con una tensione che è flottante, in quanto è riferita alla tensione del collettore del tasto inferiore, la quale varia rapidamente ad ogni commutazione del tasto basso con un andamento tipo onda quadra di valore massimo pari alla tensione del DC Bus. Un metodo per realizzare questa alimentazione flottante è il cosiddetto circuito di bootstrap, letteralmente circuito di innesco, che sostanzialmente è costituito da un condensatore che accumula la carica necessaria all’alimentazione del gate driver mentre il tasto basso è spento e che viene ricaricato attraverso un diodo quando il tasto basso si abilita.
Condensatore di
Bootstrap Il condensatore deve essere in grado di fornire
la carica necessaria al funzionamento del gate driver durante tutto il tempo,che si suppone limitato entro un valore massimo noto, in cui il tasto basso è spento. La quantità di carica necessaria è funzione dei seguenti fattori di influenza:
• Qg: Carica di gate richiesta per attivare il gate del transistor
• Iqbs: corrente all’interno della circuiteria del driver
• Qls: carica assorbita dal Gate Driver al cambio di livello della tensione di gate
• Ige: corrente di dispersione gate-emitter del tasto (GE forward leakage current)
• Icbs: corrente di dispersione del condensatore bootstrap
• Tempo massimo di permanenza sullo stato OFF del tasto basso del medesimo ramo
La quantità di carica necessaria può essere quindi calcolata come segue:
Qls
T
Ige
Icbs
Iqbs
Qg
Qbs
=
2
⋅
+
(
+
+
)
⋅
Max+
Dove la quantità Qg è ricavabile dal datasheet del modulo IGBT, ed è pari a 135nC, come anche la Ige che è 180nA, che a ragion veduta è trascurabile.
Il valore di Qls è pari a 5nC (vedi Design Tip DT98-2a della International Rectifier).
La Iqbs è dovuta principalmente all’assorbimento del diodo zener, all’assorbimento del driver ed all’assorbimento del fotoaccoppiatore. Questi valori sono identificabili grazie ai datasheets di ciascun componente citato. Il diodo zener scelto è il Philips BZT03-1, da 18V e 25mA di assorbimento. Il datasheet del gate driver MC33153 fornisce il valore dell’assorbimento massimo, 20mA. Il fotoaccoppiatore scelto è il 6N137, alimentato a 5V da una alimentazione dedicata, anch’essa con circuiteria bootstrap sui tasti lato alto.
La corrente Icbs sarebbe trascurabile se usassimo un condensatore al tantalio solido, con corrente di dispersione molto inferiore rispetto ad un condensatore elettrolitico. I condensatori al tantalio hanno un costo molto
maggiore rispetto ai condensatori elettrolitici. Per ottimizzare i costi si useranno però dei condensatori elettrolitici di taglia abbondantemente sovradimensionata in modo da sopperire alla corrente di dispersione non trascurabile di questi.
Per determinare il Tmax, tempo massimo in cui i tasti lato alto rimangono disalimentati, bisogna determinare il tempo massimo in cui i tasti bassi rimangono disalimentati. L’anello di corrente implementato è ad isteresi di corrente a 3 livelli, +V, 0, -V, con una frequenza di lavoro di 20kHz, quindi con un periodo di 50us. E’ plausibile ipotizzare che il tasto basso non venga abilitato per un massimo di 4 cicli, quindi il Tmax è pari quindi a 200us.
Con questi valori si ottiene pertanto il valore massimo di quantità di carica ceduta dal condensatore di bootstrap alla circuiteria di pilotaggio pari a 9,275uC = Qbs.
Quindi il condensatore deve avere una capacità di almeno:
Vce
Vdiodo
Vcc
Qbs
Cbs
∆
−
∆
−
⋅
= 30
dove Vcc è la tensione di alimentazione della circuiteria di pilotaggio (24V) a cui si sottrae la caduta di tensione in conduzione del diodo in serie all’alimentazione (tipo Philips BYV27-400), pari a 1V circa, e la caduta di tensione ai capi del tasto basso del medesimo ramo, valutata cautelativamente 2,5V. Il fattore 30 è cautelativo.
Si ottiene quindi un valore di capacità minimo pari a 14,25uF. Se scegliessimo una tensione di alimentazione a 36V questo valore scenderebbe a 5,8uF, ma il minore costo dei condensatori non ripaga la maggiore dissipatività del circuito causata dal salto di tensione rispetto allo zener a 18V. Questo valore di capacità può essere ottenuto con un condensatore al tantalio solido della serie T368 con bassa corrente di dispersione da 22uF e 35V. Per ragioni di costo però è preferibile scegliere un condensatore elettrolitico di corrente di dispersione maggiore ma taglia superiore, ad esempio 220uF. Operando a 24V immagazzina 5,28mC, garantendo che, durante le commutazioni, in cui si hanno i picchi di corrente maggiori (1,2A per 700ns, quindi 840nC), si abbia un calo di tensione molto inferiore all’1%.
Tra il condensatore ed il diodo zener deve essere interposta una resistenza pari a (Vc – Vz) / (Igd+Iz), dove Vc è la tensione del condensatore (24V), Vz è la tensione dello zener (18V), Igd è la corrente assorbita dal gate driver (20mA) e la Iz è la corrente minima che deve attraversare lo zener per poter mantenere stabile la tensione. Il valore di resistenza ottimale è di 120Ohm. Questa resistenza deve dissipare 243mW.
Diodo bootstrap Il diodo tra la sorgente di alimentazione ed il condensatore di bootstrap deve essere in grado di sopportare la tensione inversa pari alla differenza tra la caduta di tensione ai morsetti del motore e la tensione di alimentazione. La tensione nominale del motore è 120Vdc, ma il ponte ha una tensione pari a 160V circa, cautelativamente si selezionano diodi che possono sopportare 400V di tensione inversa. Per valutare la portata di corrente del diodo si valutano gli assorbimenti del diodo zener, pari a 25mA circa, e del driver MC33153, 20mA operando a 20kHz. Considerando anche la corrente di dispersione del condensatore
elettrolitico da 100u si può valutare l’assorbimento medio attorno ai 50mA. I diodi che alimentano i driver dei tasti superiori conducono però solo quando il tasto basso dello stesso ramo è abilitato, quindi ci sarà un transitorio dovuto all’abbassamento di tensione ai capi del condensatore da 100u nel tempo che il tasto basso non è stato abilitato. La sollecitazione maggiore si ha all’avvio dell’azionamento quando i condensatori da 100u sono ancora scarichi e vengono portati rapidamente a 24V. Per limitare le sovracorrenti transitorie è opportuno inserire una resistenza in serie al diodo di 4,7Ohm e 0,25W. Scegliamo il SGS-Thomson BYT01-400, un diodo iperveloce da 50ns di recovery time, capace di bloccare fino a 400Vdc di tensione inversa e sopportare 1A di corrente diretta media. Rappresenta un dimensionamento sufficientemente cautelativo.
Resistenza di gate Per limitare le perdite di commutazione e
migliorare il comportamento durante le commutazioni si crea un circuito di gate che presenti due diverse resistenza in accensione e spegnimento, RGon ed RGoff. La RGon influisce
direttamente sul valore di derivata di corrente sul tasto durante la commutazione. Più basso è il valore di RGon e più elevata è la corrente di
gate, questo fa sì che il tempo di accensione del tasto diminuisca. Bisogna tenere conto dei limiti del driver del gate: l’MC33153 offre una corrente di massima all’accensione di 1A. Data la tensione di 18V di alimentazione del gate si ha un valore minimo di RGon pari a 18Ohm.
Con questo valore si avrebbe si una commutazione rapida e poco dissipativa, ma gli altri tasti sarebbero sollecitati eccessivamente a causa della elevata derivata di tensione. Si ritiene preferibile impostare un valore cautelativo di RGon = 47Ohm, che comporta
un delay time di 75ns ed un rise time di 65ns, con un tempo di accensione complessivo minimo di 140ns a 25A, ed una derivata di corrente pari a 25A/65ns = 384A/us. La resistenza RGon deve poter sopportare 400mA
per un tempo massimo di 280ns (tempo massimo di accensione) con una frequenza massima di 20kHz, quindi 2,14mW.
Il valore invece di RGoff deve essere il più
basso possibile, compatibilmente con le prestazioni del driver, in quanto influisce
direttamente sul tempo di spegnimento e sulle perdite per commutazione. Il limite inferiore imposto dal gate driver, che può assorbire al massimo una corrente di 2A, è di 18V/2A = 9Ohm. Cautelativamente si imposta un valore di RGoff = 15Ohm. La potenza che deve
dissipare la resistenza è data da una corrente massima di 1,2A per il tempo massimo di spegnimento di 700ns per la frequenza massima di 20kHz, quindi 16,8mW. Questo valore consente di avere, con 25A di corrente nel collettore, un delay time di 120ns ed un fall time di 45ns per un totale di 165ns per lo spegnimento del tasto. In queste condizioni si ha una derivata di tensione pari a 120V/45ns, cioè 2,6kV/us. Il diodo in serie alla RGoff deve
essere molto veloce per poter mantenere basso il tempo di spegnimento del tasto. Quindi si sceglie un diodo superveloce da 50ns di recovery time e che sia in grado di sopportare una corrente media di 1A, ripetitiva di 30A, e bloccare una tensione inversa di 400V, il diodo SGS-Thomson BYT01-400, lo stesso usato per l’alimentazione bootstrap.
