3.4 Implementazione del ricevitore
3.4.2 Progettazione del circuito
De nita opportunamente la tecnologia utilizzata per la realizzazione del front end in quadratura, si passa ora alla descrizione dello stesso dal punto di vista implementativo. Chiaramente la struttura circuitale sarà quella presentata in dettaglio nei paragra precedenti, e in tale sede si valuteranno quindi le sue peculiarità dal punto di vista della progettazione e dei compromessi necessari tra le sue funzionalità.
Le dimensioni dei transistor relativi alle coppie incrociate sono state scelte per garantire un buon trade o tra le condizioni di innesco dell'oscillazione e il relativo rumore prodotto (in particolare quello di tipo icker). L'aver utilizzato un sistema del tipo dierenziale a doppia coppia incrociata, infatti, ha il chiaro vantaggio di fornire allo start-up una resistenza negativa al piccolo segnale di valore maggiore (in modulo) rispetto a quella del caso a singola coppia, il tutto a parità di corrente di polarizzazione. Un ulteriore vantaggio è quello di garantire un'ampiezza di oscillazione doppia rispetto allo stesso, rendendo quindi più e cace anche l'operatività del sistema in regime completamente sbilanciato.
La presenza sia dei pMOS che degli nMOS, però, si ripercuote inevitabilmente sul rumore generato dal circuto, specialmente a bassa frequenza dove predomina il rumore icker. Tuttavia, il fatto di richiedere una corrente di bias minore rispetto alla controparte a singola coppia incrociata permette di contenere tale tipologia di rumore, e rende evidente come sia quindi possibile trovare un opportuno compromesso tra le due esigenze.
La corrente di polarizzazione scelta per il blocco mixer-oscillatore (e conseguen-temente anche per l'LNA) è di 700 µA, che fornisce un buon trade o tra l'ampiezza del segnale armonico prodotto e le caratteristiche dei dispositivi in termini di rumore. Essa verrà generata, come visto nel paragrafo precedente, per mezzo di uno specchio di corrente sul cui ramo di riferimento scorrono 300 µA.
Il sistema di mantenimento in quadratura è stato progettato in modo tale che i relativi transistor presentino larghezza di gate pari alla metà di quella degli nMOS della coppia incrociata. Come visto in precedenza, tale fatto non modi ca la funzio-nalità dello stesso, ma rispetto alla soluzione classica (che prevede l'uguaglianza tra i due dispositivi) consente di ridurre il consumo di potenza dell'intero sistema. Di con-seguenza, quindi, la corrente DC che scorre sugli stessi è di 150 µA e sarà fornita da un opportuno transistor di specchio, secondo la con gurazione descritta nel paragrafo 3.3.
Per quanto riguarda invece il progetto dell'ampli catore a basso rumore e della rete di adattamento in ingresso, si è gia detto come il transistor che lo costituisce sia stato polarizzato con una corrente di 700 µA. Tale valore consente allo stesso di garantire una transconduttanza gm su cientemente elevata, che si ripercuote chiaramente in un incremento del guadagno dello stadio di ingresso.
Il fattore di forma del MOSFET è però anche ssato dal rapporto di specchiatura relativo alla corrente di polarizzazione del sistema, ed è quindi necessario giungere ad un compromesso tra la sua funzionalità di bias e le caratteristiche ricercate a livello di stadio ampli catore. Un ulteriore trade o è peraltro evidente se si considera come la
3.4 - Implementazione del ricevitore capacità di gate di tale transistor costituisca un parametro fondamentale non solo per il guadagno di transconduttore dell'LNA, ma anche per quanto riguarda il circuito di adattamento in ingresso.
Proprio per garantire che il sistema presenti verso la sorgente un'impedenza pura-mente reale di valore pari a 50 Ω alla frequenza di funzionamento del ricevitore e per ogni possibile valore dell'induttanza di bonding, si è scelto di modi care la lunghezza di gate del suddetto transistor, portandola al doppio di quella minima (ovvero 240 nm). Dalle analisi svolte, infatti, è emerso come questo sia l'unico metodo possibile per garantire l'input matching per l'intero range assegnato. Ciò è legato al fatto che il valore dell'induttanza di bonding è confrontabile con quello dell'induttanza esterna Lext, e che l'aumento della capacità di gate del MOSFET rende il fattore di merito del circuito risonante di ingresso più basso, con un conseguente aumento della banda passante dello stesso.
Se l'incremento della lunghezza di gate provoca giovamento per quanto concerne l'adattamento di impedenza in ingresso, permettendo di ottenere il matching in tutte le possibili condizioni operative, non è chiaramente indolore dal punto di vista della gura di rumore dell'intero sistema: esso, infatti, ha come diretta conseguenza un peggioramento delle performance dell'ampli catore RF a livello di rumore. Dalle si-mulazioni, però, si nota come quest'ultimo non sia in linea di massima eccessivo, e si è quindi scelto di mantenere tale tipologia di con gurazione.
Per quanto concerne la corretta polarizzazione dei transistor delle coppie incrociate, una volta inserite le capacità di disaccoppimento ai collegamenti di gate degli stessi (come ampliamente descritto nel paragrafo 3.3), essa è stata ottenuta implementando un OTA per ciascuna delle due celle monolitiche costituenti il front end in quadratura. In particolare, come tensione di modo comune per i due rami degli oscillatori è stato scelto il valore di 750 mV, adatto a mantenere la corretta polarizzazione dei MOSFET che li costituiscono.
Vista la mancanza di speci che relativamente ad una particolare frequenza di ri-cezione, si è scelto di dimesionare il tank parallelo degli oscillatori per garantire il posizionamento al centro della banda ISM dei 2.4 GHz. Come già esposto all'inizio di questo capitolo, essa si estende da 2.4000 a 2.4835 GHz, per cui si è optato per garan-tire il funzionamento ad una frequenza quanto più possibile prossima ai 2.442 GHz. La scelta eettuata è in realtà arbitraria, in quanto l'unico dato richiesto è che il sistema lavori all'interno della banda ISM: inserendo in parallelo al risonatore una qualche ti-pologia di capacità variabile (tipicamente capacità commutate o diodi varicap), infatti, è chiaramente possibile implementare un oscillatore comandato in tensione, garanten-do quindi la corretta operatività su tutta la banda. Tale aspetto non è stato trattato
in questa Tesi di Laurea, ma giusti ca abbondantemente la scelta fatta in relazione alla frequenza di funzionamento.
Fatte queste opportune considerazioni relativamente alla progettazione del sistema, non resta che valutare i risultati ottenuti dalla sua implementazione nella tecnologia da 0.13 µm descritta nel sottoparagrafo precedente. Come già opportunamente evi-denziato, saranno prima riportate le performance dello stesso relative alla simulazione con l'utilizzo di componenti passivi ideali, e poi verranno descritti anche i risultati delle simulazioni per le quali siano stati inseriti i modelli dei componenti passivi reali disponibili nel processo tecnologico prescelto.
Come ultima nota, è opportuno ricordare che ai ni del progetto descritto in questa Tesi di Laurea le capacità relative alla presenza dei diodi di protezione contro le scariche elettrostatiche sono state stimate in 140 fF, mentre quella propria del pad di ingresso del circuito integrato è pari a circa 40 fF, avendo scelto di implementare quest'ultima sul layer metal 8 con dimensioni di 74.2×80.8 µm.