4 IL RADIO RICEVITORE
4.9 DEMODULAZIONE DI UN SEGNALE MODULATO IN FREQUENZA (FM)
4.9.3 IL RIVELATORE A RAPPORTO
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4.9.3 IL RIVELATORE A RAPPORTO
Nel discriminatore di fase, precedentemente illustrato, vi è il notevole inconveniente che variazioni in ampiezza del segnale d'ingresso provocano delle variazioni di ampiezza del segnale in uscita.
In altre parole, il rivelatore di fase è insensibile alle variazioni d'ampiezza alla frequenza intermedia, ma variazioni d'ampiezza al di fuori della frequenza Fif, possono far variare l'ampiezza del segnale rilevatoa bassa frequenza .
Pertanto occorre far precedere tale discriminatore, da un limitatore, ciò aumenta il numero dei circuiti e dei componenti richiesti.
E' possibile modificare il circuito discriminatore in modo che l'effetto di limitazione in ampiezza sia intrinseco al circuito e quindi, non sia necessario un circuito limitatore a monte.
Il circuito così modificato è chiamato 'rivelatore a rapporto'. In fig.4.40, è illustrato lo schema di base del discriminatore a rapporto.
Sono messe in evidenza le principali variazioni rispetto al discriminatore di fase:
- Uno dei diodi è in posizione inversa
- E' stato aggiunto un condensatore elettrolitico C5 di grande capacità - L'uscita è ottenuta adesso, fra i punti 0 e 0'di figura.
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Osservando il circuito di fig.4.40, si noti come, essendo i diodi montati in posizione inversa, la corrente al secondario circola sempre nello stesso verso, per cui le tensioni ai capi delle due capacità C3 e C4, hanno segno concorde, ovvero Va'o e Vob' si sommano Quando è applicato un segnale non modulato al primario del trasformatore, si sviluppano ai capi del secondario tensioni e3 ed e4 uguali ed opposte in confronto alla presa centrale.
Queste tensioni sono rettificate da i diodi.
Si avrà quindi ai capi del diodo D1 la tensione e1+e3, ed ai capi di D2 la tensione e1+e4.
L'andamento vettoriale è lo stesso di quello visto per il discriminatore di fase illustrato in fig.4.38-3.
Con riferimento alla stessa figura, le tensioni ai capi dei diodi sono indicate rispettivamente con e6 ed e7.
I valori di tensione che si ritrovano ai capi delle capacità C3 e C4 non sono altro che le ampiezze dei due vettori indicati (e6 ed e7), poiché il gruppo diodo resistenza capacità non è altro che un rivelatore di inviluppo, del tutto simile a quello visto in modulazione di ampiezza.
A differenza che nel discriminatore di fase la tensione Va'b' non è più la differenza delle ampiezze delle due tensioni e6 ed e7 ma bensì, la loro somma.
Si è visto come la somma di queste due ampiezze sia insensibile alle variazioni di ampiezza dovute alla variazione di frequenza.
Infatti, con riferimento ai diagrammi vettoriali di fig.4.38, si vede che, se la frequenza del segnale in ingresso diminuisce, rispetto alla frequenza centrale, la tensione e7 e di
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conseguenza il suo inviluppo ovvero la tensione Va'o ai capi di C3, risulta maggiore di e6 e quindi di Vob', mentre per frequenze superiori, è Vob' ad essere maggiore di Va'o, però in ogni caso la loro somma rimane costante per cui:
Va'b' è costante al variare della frequenza.
E' evidente quindi, che l'uscita del discriminatore non può essere presa più fra i morsetti a'b' come avveniva nel discriminatore di fase.
La tensione fra i punti oo', indicata con Eo, è data da:
Va'b' Va'o + Vb'o
Eo = Vb'o'- Vb'o = ──── - Vb'o = ──────────── - Vb'o 2 2
da cui:
Va'o - Vb'o Eo = ────────────
2
Si vede come la tensione di uscita Eo, è uguale alla semidifferenza fra le due tensioni rivelate.
La caratteristica del discriminatore a rapporto si ricava sottraendo, per ogni frequenza, le ordinate delle curve di fig.4.41(b).
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Le curve di fig.4.41(b), non sono altro che le caratteristiche, al variare della frequenza, delle ampiezza all'uscita dei due rivelatori ad inviluppo formati rispettivamente da D1, R3 e C3 e da D2,R4 e C4.
Come più volte visto, alla frequenza di portante le due uscite sono uguali, per frequenze superiori l'uscita di uno tende a crescere mentre si ha un'equivalente diminuzione d'ampiezza per la seconda uscita. Per frequenze inferiori all fo la situazione si inverte.
In fig.4.41(c), abbiamo la curva risultante, da cui si nota che nel campo di frequenze f1- f2, si ha un andamento lineare, ovvero la tensione in uscita segue linearmente la frequenza del segnale.
L'andamento è del tutto simile a quello ricavabile per il discriminatore di Foster-Seeley, rispetto a quest'ultimo tuttavia, la tensione in uscita ha un valore dimezzato.
Si può dire quindi che il discriminatore di Foster-Seeley è più sensibile del discriminatore a rapporto, intendendosi per sensibilità il valore di ampiezza del segnale in uscita per una data deviazione di frequenza in ingresso.
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La linearità dei due circuiti è equivalente, dove la linearità è data dall'approssimazione ad una retta del tratto di curva di fig.4.41(c), compreso fra f1 ed f2.
Ed infine il discriminatore a rapporto si dimostra superiore al discriminatore Foster-Seeley per quanto riguarda l'insensibilità alle variazioni d'ampiezza del segnale in ingresso.
Vediamo come il discriminatore a rapporto è insensibile alle eventuali variazioni di ampiezza del segnale in ingresso.
Tenendo presente i grafici vettoriali di fig.4.38, si può facilmente notare che poiché l'uscita del discriminatore di fase è pari alla differenza delle ampiezze dei vettori e6 ed e7, se il segnale d'ingresso e1 è affetto da una modulazione parassita d'ampiezza anche e6 ed e7 varieranno la loro ampiezza e quindi, si avrà in uscita un segnale che varia, non soltanto per spostamenti della frequenza , ma anche per variazione di livello del segnale d'ingresso, avendosi così in uscita, dei segnali non desiderati estranei al segnale modulante con un effetto di distorsione di quest'ultimo.
Nel discriminatore a rapporto l' inconveniente è eliminato per mezzo dell'inserzione di una capacità di valore molto grande (condensatore elettrolitico) C5 (v.fig.4.40).
C5 è caricato dalla tensione d'uscita dei diodi rettificatori.
Se la tensione Va'b' tende a diminuire La capacità C5 si scarica sulle resistenze R5-R6 con una costante di tempo τ=C5(R5+R6), molto lunga (circa 2/10 di secondo).
C5 rappresenta un corto circuito anche alle più basse frequenze del segnale modulante.
Cosa accade?
Supponiamo che e1 aumenti, allora le ampiezze di e1 ed e4 aumentano in eguale proporzione, si dovrebbe avere allora anche un aumento della tensione Va'b', ma il condensatore contrasta questo aumento facendo passare più corrente.
Ciò significa che il risonatore secondario (C2-L2), vede una resistenza di carico di valore inferiore e quindi il fattore di merito Q diminuisce (Q=ZT/XL. Dove ZT è l'impedenza complessiva del circuito con una resistenza in parallelo inserita, quella del condensatore nel nostro caso; XL reattanza induttiva è pari a 2πfoL2).
L'abbassamento del Q fa diminuire l'angolo di sfasamento fra e1 e e3 ed e4, quindi diminuisce la tensione ai capi dei due diodi e anche di conseguenza la Va'b', contrastando così l'aumento della tensione d'ingresso.
Se invece, la tensione d'ingresso diminuisce, è il condensatore C5 che eroga corrente sulle resistenze e quindi la corrente attraverso i diodi diminuisce.
Di conseguenza, diminuisce anche l'effetto di carico dei rivelatori sul secondario, ovvero aumenta il fattore di merito del circuito risonante e quindi aumenta lo sfasamento fra le tensioni, aumentando la tensione Va'b'.
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Tale tipo di rivelatore FM è adatto ad essere integrato, poiché si compone di un numero minimo di induttanze e capacità.
Infatti è costituito da un semplice circuito risonante accordato sulla frequenza del segnale in assenza di modulazione, collegato ad un circuito integrato che svolge essenzialmente la funzione di una porta logica OR(5).
(5) La porta logica OR a due ingressi, assume in uscita un livello alto 1, se almeno uno dei due ingressi è a livello 1. Presenta quindi la seguente tabella di verità:
Ingressi | Uscita ---|--- 0 0 | 0 0 1 | 1 1 0 | 1 1 1 | 1
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Con riferimento alla fig.4.42, il segnale FM a frequenza intermedia, è inviato all'ingresso A e quindi alla base del transistor Q1. Il segnale d'uscita è prelevato sul collettore di Q3.
Il segnale FM da demodulare, oltre che essere applicato alla base di Q1, attraverso la resistenza R1, è anche applicato, tramite il condensatore C1 di piccola capacità, al circuito risonante parallelo L-C2-Rp.
La tensione Vb ai capi del circuito risonante, è applicata alla base del transistor Q2.
Il circuito risonante è accordato sulla frequenza intermedia fif, che è la frequenza del segnale di ingresso in assenza di modulazione di frequenza.
La reattanza di C1 deve essere grande rispetto alla resistenza parallelo Rp del circuito accordato (Xc1·10Rp), in modo che la corrente attraverso C1 si possa praticamente ritenere sempre in anticipo di 90° rispetto alla tensione Va del segnale d'ingresso.
Quando il segnale d'ingresso non è modulato, la tensione Vb è in anticipo di 90° rispetto alla tensione d'ingresso Va.
In fig.4.43, si vede appunto che per il caso f=fif, lo sfasamento fra le due tensioni è ø = 90°(6).
(6) In figura l'andamento delle forme d'onda è di tipo rettangolare, sebbene le tensioni d'ingresso nei punti A e B siano essenzialmente sinusoidali esse sono sufficientemente grandi da far funzionare i transistor come interruttori, per cui per descrivere il funzionamento del rivelatore in quadratura si possono usare le forme d'onda rettangolari.
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Quando Q1 o Q2 conducono, il transistor Q3 è interdetto poiché il suo emettitore è alla tensione degli emettitori di Q1 e Q2 e quando questi conducono, la tensione di emettitore è circa la tensione di collettore (essendo trascurabile la Vce), che è pari a +Vcc. Per cui l'emettitore di Q3 risulta positivo rispetto alla base ed il transistor non conduce.
Q3 conduce e quindi si avrà una corrente ic3, quando sia Q1 che Q2 sono interdetti, ovvero quando sono negative ambedue le tensioni Va e Vb.
Da un'ispezione della figura, si rileva che ciò accade per un intervallo di tempo uguale ad 1/4 di ciclo e, quindi, la corrente di collettore di Q3 è costituita da impulsi rettangolari aventi larghezza uguale ad 1/4 di periodo, come rappresentato in fig.4.43(a).
Per f > fif, il circuito risonante assume reattanza capacitiva e con riferimento alla fig.4.44, si noti come il vettore Vb ritarda rispetto a ib, per cui l'angolo ø risulta < di 90°.
In queste condizioni l'intervallo di tempo in cui entrambe le tensioni Va e Vb sono contemporaneamente negative è maggiore di 1/4 di ciclo; pertanto gli impulsi di corrente di Q3 hanno una larghezza maggiore di 1/4 di periodo e la corrente media è maggiore di quella che si aveva per f=fif, come è rappresentato in fig.4.43(b).
Se si ha nel segnale una deviazione di frequenza f<fif, l'impedenza del circuito risonante ha una reattanza induttiva, per cui, con riferimento alla fig.4.44, Vb anticipa rispetto a ib e di conseguenza l'angolo ø fra Va e Vb risulta >90°.
In queste condizioni l'intervallo di tempo, in cui entrambe le tensioni Va e Vb sono contemporaneamente negative, è minore di 1/4 di ciclo; pertanto gli impulsi di corrente di uscita hanno una larghezza minore di 1/4 di periodo e la corrente media è minore di quella che si aveva per f=fif, come è rappresentato in fig.4.43c.
In conclusione la corrente media di uscita varia in funzione dello sfasamento fra le tensioni Va e Vb. Tale sfasamento, a sua volta, varia in funzione della variazione di frequenza del segnale d'ingresso.
C3 ha il compito di cortocircuitare a massa le componenti a RF della corrente di collettore, ma non le componenti a bassa frequenza, per cui la tensione ai capi di RL (resistenza di carico), è proporzionale alla corrente media di collettore, la quale è proporzionale alla deviazione di frequenza in ingresso.
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In fig. 4.45, è illustrato lo schema a blocchi di una versione più elaborata del rivelatore in quadratura, che prende il nome di Discriminatore a coincidenza.