Nel nostro caso quindi abbiamo possibilità di scelta arbitraria di uno dei tre componenti, ed abbiamo utilizzato:
R1= 1,2kΩ R2= 82 kΩ C1= 100 pF
Lo schema effettivo utilizzato è il seguente:
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Otteniamo in uscita la seguente forma d’ onda di clock, che andrà a pilotare lo stadio contenente i contatori:
Figura 4.23 - Forma d' onda in uscita
Adesso che abbiamo i due segnali, uno di temporizzazione e l’altro di sincronizzazione, passiamo ad implementare la parte inerente al contatore. Lo scopo è quello di generare tramite otto bit un segnale di conteggio binario. La scelta dei componenti è stata obbligata dalle logiche utilizzate già in precedenza, ovvero la famiglia TTL; poiché in tale famiglia non esiste un contatore modulo otto è stato necessario l’ implementazione di due contatori modulo quattro montati in cascata sincrona. L’ integrato che è stato utilizzato è il SN74LS163A (contatore binario modulo quattro) che ha il seguente schema primitivo di montaggio:
Figura 4.24 - Schema di montaggio teorico contatore
Il segnale di clock è comune per entrambi gli integrati, il segnale load_l e reset_l per entrambi gli integrati deve essere messo verso massa (sono attivi a livello basso), ENP ed il ENT
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dell’ integrato contenente il LSB devono essere connessi a livello logico alto (5V), mentre il secondo (e così facendo a scalare) vanno collegati al piedino di uscita del precedente RCO. I piedini da D0 a D3 vanno posizionati per entrambi gli integrati a massa. Cosi facendo otteniamo in uscita un bus di otto bit da collegare successivamente al DAC.
Figura 4.25 - Andamento dei segnali logici sul bus dati
Nella figura precedente viene visualizzato l’ andamento dei segnali che compongono il bus di connessione fra contatori e DAC. Concluso ciò possiamo andare ad analizzare l’ultimo componente di interesse nel sistema di controllo: il convertitore digitale analogico. Tale dispositivo serve a convertire il segnale digitale in ingresso, nell’ equivalente rampa di tensione analogica. Senza addentrarci troppo nelle specifiche teoriche dei convertitori digitali analogici, affermiamo, in prima battuta, che il componente che è stato utilizzato è AD7224KN della Analog Device. Esso è un DAC operante ad otto bit con amplificatore di buffer sulla porta di uscita e doppio registro buffer in ingresso, è in grado di lavorare sia con tensione singole che tensioni duali, ed ha un basso errore in derivazione termica (inferiore al suo LSB). La scelta è ricaduta su tale componente perché consente una drastica semplificazione circuitale poiché non richiede nessuno componente esterno aggiuntivo. La fig.4.26 descrive il funzionamento interno:
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Figura 4.26 - Schema di principio interno al DAC
i tasti allo stato solido sono comandati direttamente dai livelli logici in ingresso al componente. Tale tipo di funzionamento prende il nome di convertitore con rete R-2R realizzata in tecnologia CMOS. La funzione di trasferimento è:
2 2 . . . 2
Per il nostro componente lo schema funzionale è il seguente:
Figura 4.27 - Schema funzionale AD7224KN
Poiché nel nostro caso le funzioni di input register e dac register non ci sono necessarie imponiamo la condizioni di trasparenza rispetto ai segnali in ingresso. La fig.4.28 ci suggerisce la schema di montaggio consigliato nella configurazione di tensione di pilotaggio unipolare:
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Figura 4.28 - DAC in configurazione unipolare
Poiché, come già affermato, le funzioni di registro in ingresso a noi non sono necessarie, e quindi, per il funzionamento in trasparenza poniamo il piedino RESET a livello alto, mentre i piedini CS, WR, LDAC a livello basso; mentre i piedi di massa AGND, DGND e Vss sono connessi al potenziale zero di riferimento. La tensione di riferimento è ricavata tramite trimmer multi giro 50 kΩ, ed è stata tarata a posteriori in modo tale da avere il picco massimo del dente di sega esattamente a 5V. Lo schema elettrico effettivamente implementato è il seguente:
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In definitiva, a livello di simulazione circuitale, otteniamo la seguente forma d’ onda:
Figura 4.30 - Forma d' onda ottenibile in teoria
Mentre a livello pratico otteniamo la seguente forma d’ onda:
Figura 4.31 - Forma d'onda della portante ottenuta
Come si può notare la presenza di spike sommati alla forma d’ onda desiderata, essi sono dovuti al fatto che i contatori non commutano da uno stato all’ altro in modo perfetto, ovvero introducono dei ritardi nelle commutazioni logiche che diventato, in uscita, delle oscillazioni. Ci possiamo ritenere comunque soddisfatti dei risultati ottenuti poiché sono stati raggiunti con semplici modelli circuitali
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e con componentistica di semplice impiego ed reperibilità.
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Scheda di potenza
(e comparatori)
In questo paragrafo sarà affrontata la parte inerente alla progettazione ed alla realizzazione della parte di potenza, poiché il circuito prevede il controllo di quattro carichi in parallelo, ma ognuno di essi indipendenti, possiamo studiarne uno solo, dato che gli altri tre sono identici. Tale parte di dispositivo è composta da:
1. Comparatori; 2. Derivatori;
3. Foto isolatori (fotodiac); 4. Triac;
5. Snubbers.
Come ovvio partiamo descrivendo la parte dei comparatori. Come già affrontato in precedenza noi abbiamo a questo punto in ingresso il segnale modulante, proporzionale all’angolo
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alfa, dall’ altra parte il segnale portante a dente di sega sincronizzato con la tensione di rete. Comparando i due ingressi otteniamo un segnale positivo o zero a seconda che la portante superi in modulo la tensione della modulante. Tale comparazione è possibile effettuarla, a livello circuitale tramite amplificatore operazionale, in configurazione di comparatore. Il componente utilizzato è stato un LM158-A che consiste in un plastic package DIP8 contenente all’ interno due amplificatori operazionali. Così facendo si snellisce il circuito poiché analizziamo due canali in un unico integrato. Essi possono essere alimentati con una tensione unipolare, così facendo otteniamo un valore alto a +12V oppure un valore basso di 0V. Lo schema elettrico proposto è il seguente:
Figura 4.34 - Comparatore Portante-Modulante
Al piedino positivo ci connettiamo il segnale di portante, mentre al morsetto negativo ci connettiamo il segnale di modulante. Otteniamo così il seguente segnale in uscita:
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L’ uscita del comparatore viene mandata ad un circuito derivatore. Tale circuito serve a creare l’ impulso in uscita solo sui fronti di salita del segnale in ingresso; esso è semplicemente composto da una capacità ed una resistenza verso massa in parallelo ad un diodo di segnale; il tutto può essere visto nel seguente schema elettrico:
Figura 4.36 - Circuito derivatore
La fig4.37 mostra i relativi andamenti della forma d’ onda in uscita rispetto a quella d’ ingresso.
Figura 4.37 - Forma d' onda teorica ottenibile
La forma d’ onda di colore rosso evidenzia la tensione in uscita dal comparatore, mentre la forma d’onda arancione evidenzia la forma d’ onda in uscita dal comparatore. I valori dei componenti che sono stati utilizzati possono essere ricavati semplicemente imponendo la costante di
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tempo del circuito RC, mentre il diodo in parallelo alla resistenza serve per cortocircuitare la tensione inversa quando abbiamo il fronte di discesa della forma d’ onda in ingresso. Possiamo affermare che la larghezza temporale in nella quale si considera l’ impulso esaurito vale:
3 3 15000 22 10 0.6
Otteniamo la seguente forma d’ onda in uscita:
Figura 4.38 - Forma d' onda in uscita dal derivatore
A questo punto ci siamo procurati il segnale di impulso che determina l’ istante d’ accensione del triac. Lo schema che verrà riportato in seguito differisce da quello già trattato in via teorica poiché bisogna tener conto di alcuni aspetti pratici che in una analisi di prima battuta teorici sono stati trascurati. Prima di tutto non verrà trattato il fatto che sia presente il dispositivo di foto accoppiamento, e che quindi il segnale di comando non va direttamente al gate del triac. Possiamo quindi suggerire un primo circuito di controllo di potenza, dove viene utilizzato il componente diac. Il DIAC (dall'inglese: Diode for Alternating Current: diodo per corrente alternata) fa parte dei dispositivi a semiconduttore ed è utilizzato solitamente per innescare il gate di un Triac. In pratica altro non è che un Triac privato del terminale di gate. Dal punto di vista funzionale può essere pensato, in prima approssimazione, come l'accoppiamento di due diodi zener in antiserie. In pratica
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il Diac presenta elevata impedenza fino ad un valore soglia di differenza di potenziale (definito breakover) oltre il quale l'impedenza crolla, permettendo un elevato flusso di corrente (in questo differisce dal modello a due diodi zener in antiparallelo che non presentano questo crollo dell’impedenza caratteristico del Diac). Si noti che a differenza dei normali diodi, il Diac non è polarizzato, ovvero è bidirezionale.
Figura 4.39 - Caratteristica piano V-I Diac
Va notato che il circuito di potenza già illustrato nei paragrafi precedenti potrebbe funzionare anche se il Diac non fosse montato e fosse sostituito da un cortocircuito (sul piedino del gate), ma il suo comportamento risulterebbe meno stabile e preciso nella regolazione, oltre ad affaticare inutilmente il dispositivo di potenza (è meno "stressato" se l’impulso di corrente sul gate è sufficientemente potente e deciso nel portarlo in conduzione. Comportamento ottenibile solo con il Diac). Lo schema, quindi, di principio è il seguente:
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Figura 4.40 - Schema elettrico del sistema di controllo
Introduciamo adesso il fatto di realizzare un dispositivo opto-isolato, ovvero di poter controllare il diac non più per via elettrica, ma per via ottica, così facendo otterremo un isolamento galvanico che separa il circuito di controllo da quello di potenza. Il dispositivo utilizzato è stato il seguente: MOC3020. Vediamo di descriverne il funzionamento:
Figura 4.41 - Piedinatura MOC3020
Il componente in questione verrà quindi chiamato da un lato a pilotare il triac, mentre dall’ altro riceverà in ingresso l’ impulso di controllo. Il circuito che ci suggerisce la casa produttrice del foto isolatore è il seguente:
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Per il dimensionamento dei componenti otteniamo le seguenti relazioni: 311
1 330Ω
Mentre per R2 e C:
8 10
Imponendo alla capacità C un valore di 50nF (400V) otteniamo un valore di resistenza R2 di
470Ω. Dal lato del controllo bisogna far limitare la corrente in ingresso, il dimensionamento della resistenza è dettato da:
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