Capitolo 4:

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4.1 Antenna attiva integrata (AIA)

Nei sistemi convenzionali per microonde e onde millimetriche, i circuiti per l’elaborazione del segnale e l’antenna attiva sono spesso trattati come sottosistemi separati. La combinazione di questi elementi forma l’antenna attiva integrata che può diventare la risposta perfetta alla moderna richiesta di circuiti molto performanti e di basso ingombro. Questo approccio permette di vedere l’intera struttura radiante sia come un’antenna che come un elemento di un circuito. Ad esempio un AIA può essere utilizzata come un filtro, un diplexer o un risuonatore. Un semplice trasmettitore radio è composto da un elemento attivo oscillante, come un MESFET o un diodo Gunn, accoppiato a un’antenna stampata. In questa situazione, l’antenna funziona sia da carico che da elemento risonante, provvedendo al feedback positivo per innescare l’oscillazione alla frequenza voluta. In figura 4.1 un GaAs MESFET è accoppiato con uno slot a microstriscia. Il FET è reso instabile con uno stub a microstriscia e presenta allo slot antenna una resistenza negativa. Si produce così un’oscillazione a 25GHz, che produce 10mW di segnale che viene direttamente irradiato [17].

Un recente interesse per le AIA si è avuto nell’uso di array di oscillatori, dove la potenza irradiata da molti elementi a bassa potenza è combinata nello spazio libero per ottenere un fascio più potente. Questa tecnica è specialmente usata nel campo delle onde millimetriche dove la potenza disponibile per ciascun elemento attivo è relativamente bassa. Per rendersi conto prendiamo un array composto da n sorgenti. La potenza totale irradiata e la direttività crescono con n mentre la EIRP cresce con il quadrato di n.

In molte applicazioni il sistema radio deve poter trasmettere e ricevere contemporaneamente. Viene naturale a questo punto pensare di realizzare tutto il sistema su un singolo substrato. In figura 4.2 è mostrato un ricetrasmettitore per un radar Doppler. L’array composto da due patch a microstriscia usa come trasmettitore un GaAs MESFET e come ricevitore un mixer. Le componenti somma e differenza sono entrambe disponibili alla frequenza Doppler e permettono di ottenere la distanza e un approssimativo angolo di azimuth del bersaglio. Il circuito appena esposto è un equivalente, compatto ed efficiente, di un voluminoso oscillatore Gunn con antenna ad apertura convenzionalmente usato.

4.2 Antenna a microstriscia con aperture sul piano di massa

In figura 4.3 è mostrata la configurazione di un’antenna a microstriscia con delle aperture praticate sul piano di massa. Il patch rettangolare è stampato su un substrato di altezza h e costante dielettrica εr. Tre identiche aperture sono state praticate sul piano di massa. Le dimensioni del patch rettangolare usato come riferimento sono di 30mm x 20mm . La lunghezza delle aperture è di 24mm. Con queste scelte la frequenza di risonanza è di 1587 MHz. Facendo il confronto con un’ antenna avente il patch delle stesse dimensioni ma senza aperture notiamo che la frequenza di risonanza è di 2387 MHz, cioè circa 0.66 volte più alta del nostro riferimento. Il semplice accorgimento di inserire tre aperture sul piano di massa influenza leggermente il posizionamento del punto di alimentazione ma ci permette di ridurre le dimensioni di circa il 56%. In figura 4.4 sono mostrati i diagrammi di irradiazione sul piano E ed H. L’efficienza di radiazione nell’antenna appena vista, con l’utilizzo di un substrato FR4, è di circa il 60%. Questo valore è superiore a quello che si ottiene utilizzando lo stesso substrato per un’antenna senza le aperture (normalmente 30%-40%). Da sottolineare anche la crescita della larghezza di banda di un fattore 1,85.

La semplice operazione di ricavare delle aperture apposite nel piano di massa ci permette di contenere le dimensioni dell’antenna. Questo è dovuto al cammino tortuoso che la corrente percorre sul patch. In pratica otteniamo un abbassamento della frequenza di risonanza che corrisponde a una diminuzione delle dimensioni rispetto a un’antenna convenzionale operante alla stessa frequenza.

Fig. 4.3

4.3 Antenna a microstriscia planare quasi-Yagi per radar

monopulse

L’antenna planare quasi-Yagi sviluppa un basso rumore di antenna. Questa antenna a singola alimentazione è fabbricata su un singolo substrato con un’alta costante dielettrica e usa il piano di massa troncato come riflettore per ottenere un ben definito lobo. Inoltre essa possiede una larghezza di banda molto ampia (>50%) con un livello di cross-polarizzazione molto basso. Una convenzionale antenna quasi-Yagi ha una singola microstriscia alimentata con una microstriscia complanare che si comporta come un balun. In questo modo, con l’alimentazione singola, ciascun elemento pilota è portato fuori fase e l’antenna opera similarmente a un’antenna stampata a dipolo. Invece, quando usiamo una doppia alimentazione, è possibile per ciascun elemento pilota operare indipendentemente, come due monopoli (fig. 4.5). Questa caratteristica è usata per ottenere le componenti somma e differenza dalle uscite dell’alimentazione fuori fase e da quella in fase, rispettivamente. In figura 4.6 sono mostrati i diagrammi di irradiazione (ottenuti attraverso simulazione) per ciascuna alimentazione. Possiamo notare che il picco massimo di ciascun diagramma non è centrato su zero gradi ma si trova a circa ±21 gradi. Talvolta le componenti somma e differenza possono essere ottenute combinando le due componenti con un opportuna eccitazione di fase. La componente somma è ottenuta quando le due porte sono eccitate fuori fase, come nelle antenne quasi-Yagi convenzionali e la componente differenza è ottenuta quando le due porte sono eccitate in fase. In questa maniera, le componenti somma e differenza possono essere ottenuti da una sola antenna in contrasto con i tradizionali sistemi monopulse, che richiedono un array di almeno due antenne separate da circa una mezza lunghezza d’onda. Questo tratto distintivo dell’antenna quasi-Yagi con doppia alimentazione può essere utilizzato per creare un front-end molto compatto per radar monopulse.

Le misurazioni svolte in una camera anecoica per un ricevitore integrato a basso rumore sono riportate in figura 4.7 e 4.8. In figura 4.7 è mostrato il diagramma sul piano E per la porta somma. In figura 4.8 sono mostrati le componenti somma e differenza misurate nel piano E. Un punto di minimo al di sotto dei –20dB viene ottenuto ovunque tra i 5GHz e i 6GHz (18% della larghezza di banda), mentre si scende sotto ai –30dB per parte della banda. Con un lobo principale della componente somma così largo, questa antenna attiva è principalmente impiegata nelle applicazioni che richiedono una ampia copertura angolare, come nei sistemi radar montati sulle automobili come sensori di prossimità.

Fig. 4.7

4.4 Antenna a microstriscia triangolare con aperture a

doppia alimentazione e doppia frequenza

Con il rapido sviluppo della tecnologia wireless ci sono molte ricerche che mirano ad ottenere un’antenna a microstriscia con una doppia alimentazione per isolare il segnale trasmesso dal segnale ricevuto e con una doppia frequenza, cioè con un profilo variabile del patch per avere una doppia frequenza di risonanza. Per esempio, l’uso di un’antenna a microstriscia a doppia frequenza ci permette di ottenere una larghezza di banda sufficiente per l’Up and Down link del sistema IMT-2000 al contrario di un’antenna a microstriscia broadband.

In figura 4.9 è riportata la struttura di un’antenna a microstriscia con una forma a triangolo equilatero che presenta una larghezza di banda di 95MHz e una frequenza centrale di 1.9GHz [18]. Difficilmente questo tipo di antenna potrà avere una larghezza di banda di 250MHz necessaria per il sistema IMT-2000. Con alcune modifiche di questo tipo di antenna possiamo però ottenere la desiderata caratteristica di doppia risonanza. Essa è controllata dalla larghezza e lunghezza delle aperture inclinate, delle aperture perpendicolari e del tassello della linea di alimentazione a microstriscia. La distribuzione superficiale della corrente sul patch triangolare, eccitato dal modo TM10, è parallela alle aperture e perturba lievemente il modo TM10 tanto che la frequenza di risonanza f10 è raramente shiftata. D’altra parte le aperture piegate non sono parallele al flusso di corrente superficiale del modo TM20 e perturbano notevolmente la distribuzione superficiale della corrente per il modo TM20. La frequenza di risonanza f20 è largamente shiftata vicino a f10 (fig. 4.10). Le due frequenze di risonanza possono essere utilizzate per la trasmissione e per la ricezione. I risultati sperimentali mostrano che il return loss è –30dB a 1.96GHz per la parte trasmittente e –26dB a 2.15GH per la parte ricevente. L’isolamento è di –38dB a 1.96GHz e questo risultato dimostra che l’antenna può facilmente separare il segnale trasmesso da quello ricevuto. I diagrammi di radiazione sul piano E e H sono mostrati in figura 4.11 e sono stati misurati alle frequenze di risonanza. I livelli di cross-polarizzazione sono tutti inferiori a –10dB. Da questi risultati possiamo affermare che per avere delle alte prestazioni non è necessario disporre di un duplexer.

Fig. 4.9

Fig. 4.11

4.5 Antenna integrata a basso assorbimento per telefoni

cellulari

Per realizzare un’antenna integrata per telefoni cellulari dobbiamo tenere conto di due obiettivi fondamentali. Il primo è di ottenere delle alte prestazioni con la bassa potenza disponibile. Il secondo, che ha ricevuto una particolare attenzione negli ultimi anni, è la riduzione dell’assorbimento da parte della testa a contatto con il telefono. Questi obiettivi non sono mutuamente esclusivi ma è solo da poco tempo che si prende seriamente in considerazione l’assorbimento da parte dei tessuti umani. Per quanto concerne il diagramma di irradiazione, il quale è normalmente omnidirezionale, bisogna tenere conto che non può essere irradiata potenza attraverso una testa. Il diagramma di irradiazione si modifica in modo da non irradiare verso l’utente del telefono, verso l’alto o il basso quando il dispositivo è tenuto nella normale posizione di utilizzo. Se invece il telefono è in attesa di chiamata la sua orientazione è piuttosto casuale ma ciò non è importante perché in questo caso non è necessaria un’alta qualità di connessione. L’antenna integrata è posizionata sotto l’involucro plastico e le perdite, relativamente a un’antenna esterna, possono essere molto alte. Per minimizzare queste perdite è necessario tenere conto del materiale plastico usato e della sua altezza. L’ultimo punto da considerare per avere un’antenna efficiente è quello del suo posizionamento. Se essa è posta molto vicina a una parte del corpo umano si hanno delle alte perdite. Mentre è facilmente intuibile dove l’utente posizionerà il telefono relativamente alla testa, non sempre si riesce a predire l’esatta posizione della mano che regge il dispositivo cellulare. Se l’utente circonda o tocca direttamente l’antenna le prestazioni subiscono dei cambiamenti. Per questo, nella realizzazione dei telefoni cellulari bisogna posizionare l’antenna il più lontano possibile dai posti dove l’utente tende naturalmente a posare la mano. Usando un monopolo a lambda quarti in cima all’apparecchio risulteranno presenti delle correnti tutto intorno ad esso, proprio a causa dell’apparecchio stesso e dell’antenna che insieme si comportano come un dipolo asimmetrico. Il risultato è che la relativamente alta corrente di antenna si troverà giusto sotto la copertura plastica, a pochi millimetri dalla testa dell’utente. L’idea per risolvere questo problema è quella di controllare la corrente in modo che tutte le correnti siano concentrate molto vicino all’antenna e quindi evitare che le radiazioni finiscano verso la testa dell’utente. L’antenna sarà quindi posizionata il più lontano possibile dall’utente e dalla parte opposta dell’altoparlante.

L’antenna planare a F invertita (PIFA) può essere vista come un’evoluzione del monopolo piegato (IFA), dove il radiatore filiforme è rimpiazzato da una piastra per aumentare la larghezza di banda. La PIFA consiste in un elemento planare di forma rettangolare, un piano di massa, un coassiale di alimentazione e una piastrina per cortocircuitare un lato (fig. 4.12). La distribuzione di corrente è mostrata in figura 4.13 con la FS-PIFA montata su una semplice scatola. La magnitudine della corrente presente a una certa distanza dall’antenna è 1/40 rispetto a quella che si trova nelle vicinanze dell’antenna stessa. I diagrammi di irradiazione per il solo apparecchio, cioè quando è in stand-by e per quando è usato per una

normale comunicazione sono mostrati in figura 4.14. La testa dell’utente è stata modellata come un’ellissoide pieno di tessuti muscolari. Anche la mano è stata considerata composta di solo tessuto muscolare e si è supposto che la sua posizione sia sul fondo dell’apparecchio, dalla parte opposta dell’altoparlante.

4.6 Antenne integrate ad apertura rastremata (Fermi-profile)

Un’antenna ad apertura rastremata è preferibile rispetto agli altri tipi di antenne integrate per la sua ampia larghezza di banda e per il suo alto guadagno. Le sue caratteristiche di banda sono perfette per la trasmissione a impulsi corti e per la comunicazione dati wireless. In letteratura sono disponibili diversi profili per l’apertura rastremata. La scelta del profilo di rastrematura influenza le caratteristiche dell’antenna in diversi modi. La rastrematura, detta di Fermi (fig. 4.15), ha molti gradi di libertà per la determinazione del profilo.

La formula per determinare il profilo di Fermi è la seguente.

c bx

e

a

y

₊

+

=

1

Se la larghezza dell’apertura di radiazione e la larghezza della linea di ingresso sono note, allora i parametri a e b possono essere ricavati in funzione di c. Per piccoli valori di c il profilo tende a quello esponenziale. Per alti valori di c la parte finale dell’apertura mantiene una larghezza costante. Se noi introduciamo alcuni cambiamenti nella formula di Fermi otteniamo le seguenti formule:

_{b x c}

e

a

y

₊

+

=

_'

1

'

( Fermi Sqrt ) _{b x c}

e

a

y

₊

+

=

_'' 32

1

''

( Fermi 3/2 )

Con queste nuove formule otteniamo due nuovi tipi di profilo. L’altezza effettiva del dielettrico dovrebbe essere minore di 0.03 per avere delle prestazioni accettabili. Per un’altezza effettiva più grande la propagazione per onde superficiali diventa considerevole e l’antenna non lavora come vorremmo. Il substrato dell’antenna che andiamo a considerare come esempio è il Ro3003 con una costante dielettrica uguale a 3 e un altezza di 127µm. L’antenna lavora a una frequenza di 18GHz e la larghezza dell’apertura è pari a una lunghezza d’onda nel vuoto.

Fig. 4.15

4.7 Antenna circolare con anello concentrico operante a

doppia frequenza

La geometria di questa antenna attiva è mostrata in figura 4.18. L’antenna a microstriscia circolare con un anello concentrico è costruita su un substrato di GML-1000 che ha una costante dielettrica di 3.05 e un’altezza di 1.52mm. L’anello a microstriscia è usato come antenna trasmittente e il cerchio a microstriscia come antenna ricevente. Le misurazioni del return loss sono fatte prima per la parte passiva e poi per la parte attiva, separatamente, per avere un termine di confronto tra le due. Come mostrato nelle figure 4.19 e 4.20 il return loss è di –15.3dB alla frequenza di 3.54GHz e –22.6dB a 4.98GHz per l’anello a microstriscia e per il cerchio a microstriscia rispettivamente. Inoltre la misurazione del guadagno per un’antenna passiva è di 7.0dB e 7.2dB per l’anello e il cerchio rispettivamente. Con alcune ottimizzazioni si può realizzare con successo un’antenna a microstriscia operante a doppia frequenza. Per un’antenna attiva con un amplificatore, alla frequenza di risonanza di 5.29GHz con una larghezza di banda di 170.04MHz, si arriva ad avere un guadagno di 19.15dB. Invece per un’antenna attiva con oscillatore, alla frequenza di 3.59GHz con una potenza effettiva irradiata di 21.56mW si arriva a un’efficienza DC-RF del 31.49%. I diagrammi di irradiazione per l’anello concentrico e per il cerchio a microstriscia sono mostrati, rispettivamente, nelle figure 4.21 e 4.22.

Fig. 4.19

Fig. 4.21

4.8 Antenna integrata a microstriscia invertita

L’antenna a microstriscia invertita è attraente per i circuiti a microonde integrati (MIC) perché l’inserimento di diodi o del probe di alimentazione non richiede il perforamento del substrato del circuito come avviene per le antenna a microstriscia convenzionali. Questa caratteristica può essere sfruttata per eseguire degli esperimenti di ottimizzazione non distruttivi con altri componenti come per esempio il probe di ingresso. La microstriscia invertita incorpora nella sua implementazione un radome di protezione. Scegliendo opportunamente il substrato e il metallo di supporto si può ottenere di sigillare ermeticamente i componenti a stato solido e aumentare così la regolarità di funzionamento e la durata del sistema.

A differenza della microstriscia convenzionale, la microstriscia invertita rimuove il piano di massa dalla parte posteriore del substrato e capovolgendo il patch lo inserisce in un supporto metallico che funge da nuovo piano di massa. Il patch di antenna viene così a trovarsi in una cavità formata dal substrato e dal supporto metallico come mostrato nel riquadro di figura 4.23. Il campo elettrico e magnetico sono principalmente confinati nell’aria presente tra il patch e il piano di massa sottostante. L’inserzione di componenti in serie o in parallelo non richiede la perforazione del substrato che introdurrebbero delle discontinuità non ricercate. Tuttavia, la microstriscia invertita è propensa a eccitare la propagazione per onde superficiali che causa un considerevole cross-talk tra i circuiti densamente stipati (o un alto accoppiamento mutuo tra gli elementi di un array). I modi superficiali riducono l’efficienza di radiazione e possono distorcere il diagramma di antenna. Per eliminare i modi superficiali e ridurre l’accoppiamento si possono usare degli shorting pins o un muro elettrico sull’altro lato della microstriscia invertita. Come esempio useremo un patch circolare racchiuso in una cavità anch’essa circolare. La figura 4.23 mostra le frequenze in funzione del diametro del patch. Dato che il probe può essere spostato tranquillamente lungo l’antenna, il coefficiente di riflessione (S11) può essere ottimizzato per avere il migliore adattamento. Il valore di S11 diviene così ≤ -35dB (R.O.S.= 1.006). L’impedenza di ingresso di un patch circolare con il diametro di 30mm racchiuso in una cavità con il diametro di 62mm è mostrata nella figura 4.24 al variare della posizione del probe. La larghezza del fascio a metà potenza è di 51° per il piano E e di 61° per quello H (fig. 4.25). Il livello di cross-polarizzazione è sotto i 20dB e il massimo guadagno misurato è di 10,5dBi. Nella figura 4.26 è mostrato come varia l’ampiezza del fascio a metà potenza con il variare del diametro del patch, con un cavità che mantiene il suo diametro di 62mm.

Fig. 4.24 Fig. 4.26

4.9 Antenna sferica con microstriscia circolare

In figura 4.27 è mostrata la geometria di un’antenna sferica con un patch circolare a microstriscia. In questa geometria, una sfera che funge da piano di massa è ricoperta con un substrato di dielettrico di altezza h. Un patch circolare è montato sul substrato e sottende un angolo θ0. Il substrato è caratterizzato da una permeabilità µ0 e da una costante dielettrica

ε

r. L’onda piana incidente illumina l’antenna a microstriscia sferica e produce una distribuzione di corrente sul disco. Il campo elettrico totale tangenziale alla superficie del patch è quasi totalmente zero. La figura 4.28 mostra la Radar Cross Section (RCS) dell’antenna verso la frequenza per diversi valori del raggio della sfera interna. Per queste misure si è assunta una costante dielettrica uguale a 2.2 e un’altezza del substrato di 0.7874mm. Il patch circolare ha un raggio di 7.1mm. La curva per a che tende all’infinito tende a quella per un’antenna planare con il patch circolare. Si nota che i picchi della RCS si presentano nelle vicinanze della frequenza di risonanza per un’antenna a microstriscia circolare. La curvatura del patch causa uno spostamento dei picchi della RCS verso frequenze più alte. Inoltre i picchi della RCS dell’antenna sferica sono più alti di quelli di un’antenna planare. Decrementando il raggio di curvatura dell’antenna sferica si incrementa l’ampiezza della RCS. La figura 4.29 mostra le variazioni della RCS con il variare dell’altezza del substrato. I picchi della RCS si spostano leggermente al variare dell’altezza, scendendo verso frequenze più basse all’aumentare dell’altezza del substrato.

Fig. 4.28

4.10 Antenna circolare con aperture

Uno dei modi per ridurre le dimensioni del patch di un’antenna a microstriscia è quello di introdurre uno shorting pin all’estremità del patch. Le dimensioni dell’antenna possono essere ridotte del 50% rispetto alle dimensioni di una convenzionale antenna a microstriscia. Inserendo dei tagli nel patch si può diminuire ulteriormente la lunghezza elettrica del patch. In figura 4.30 è mostrata la geometria di un’antenna circolare con uno shorting pin a un’estremità e tre sottili intagli perpendicolari alla direzione del modo operativo (TM11). Lo shorting pin porta l’antenna circolare a operare come un’antenna a lambda quarti e gli intagli ricavati sul patch incrementano il raggio effettivo del disco. Questi due fattori riducono le dimensioni richieste all’antenna per operare a una data frequenza [19]. I valori dell’impedenza di ingresso di un’antenna circolare con uno shorting pin e tre sottili intagli sono riportati in figura 4.31. Lo shorting pin ha un raggio di 0.4mm ed è posizionato ( raggio di 6.5mm) vicino al bordo del patch che ha raggio 7.5mm. L’antenna è stampata su un dielettrico alto 1.6mm con una costante dielettrica di 4.253. Le tre fessure hanno la stessa larghezza di 1mm e hanno lunghezza 5.5mm, 7mm e 5.5mm. Bisogna notare che la posizione dell’alimentazione è piazzata vicino allo shorting pin per ottenere delle buone condizioni di adattamento. Quando la posizione del punto di alimentazione è lontana dallo shorting pin la resistenza di ingresso aumenta rapidamente. Con queste premesse abbiamo che alla frequenza di risonanza di 1.652GHz necessità un disco di soli 7.5mm. Per un’antenna circolare convenzionale, alla stessa frequenza, avremo bisogno di un disco di 25.2mm. La figura 4.32 mostra che i diagrammi di irradiazione mantengono l’estensione angolare ma si ha un significativo aumento della cross-polarizzazione sul piano H. Questo è dovuto principalmente alle correnti superficiali del patch, perpendicolari alla direzione dell’eccitazione principale.

Fig. 4.30

4.11 Antenna attiva a onde viaggianti

Lo sviluppo della tecnologia dei circuiti integrati per microonde monolitici (MMIC) ha rinnovato l’interesse per gli array di antenne. Per array con molti elementi aumenta notevolmente il numero di interconnessioni richieste e rende praticamente inattuabile l’integrazione con la tecnologia MMIC. La soluzione potrebbe risiedere in un’antenna che controlli l’ampiezza e la fase essa stessa. Sviluppata a partire da un’antenna passiva a onde viaggianti [20], in figura 4.33 sono mostrate le geometrie per la configurazione passiva e attiva. Le proprietà radianti dell’antenna attiva sono simili a quelle dell’antenna passiva. Per questo le caratteristiche del diagramma di irradiazione possono essere determinate dall’esplorazione dell’antenna passiva. Questa presenta una polarizzazione circolare e un diagramma esteso angolarmente [21], ottenuti provvedendo a una progressione di fase di 2π che viene mantenuta sui segmenti del loop esterno. I Segmenti sono separati da delle linee di ritardo di 1λ, così che la fase alla fine di un segmento è uguale alla fase all’inizio del successivo, per assicurare la richiesta progressione di fase. L’antenna usata come esempio ha quattro bracci, tre con un amplificatore MMIC e uno con un carico adattato. La linea a microstriscia per l’antenna ha un’ impedenza caratteristica di 50Ω. Questo tipo di antenna lavora per una frequenza di 3.0GHz ed è montata su un substrato con una costante dielettrica di 2.94 (fig. 4.34). I diagrammi di irradiazione, mostrati in figura 4.35, ci fanno vedere che il package protettivo per i dispositivi attivi della nostra antenna causa dei cambiamenti al diagramma. Per ridurre questi effetti possiamo piazzare sul package una piccola quantità di ECCOSORB MF-117 (6mm x 4mm x 1mm). Con questa aggiunta si ha un aumento nel diagramma di irradiazione. Questo tipo di antenna può essere usata con vantaggio quando l’antenna deve essere posizionata su un substrato che per le sue caratteristiche limita le prestazioni.

Fig. 4.34

4.12 Antenna integrata a microstriscia per applicazioni nella

banda UHF

Le dimensioni di un’antenna operante nella banda UHF sono relativamente grandi e si rende necessario cercare delle soluzioni che permettano l’integrazione della nostra antenna su dei dispositivi portatili. Modificando la forma del patch di antenna si arriva a una forma detta a C che presenta una maggiore compattezza rispetto a un’antenna a microstriscia rettangolare, a parità di frequenza risonante. L’antenna a C, mostrata in figura 4.36, è stata analizzata usando il MNM, considerandola divisa in tre patch rettangolari. Il luogo dei punti dell’impedenza di ingresso in figura 4.37 mostra i valori teorici e quelli misurati. La frequenza di risonanza teorica per questa configurazione è a 843MHz, molto vicina a quella di 853MHz misurata sperimentalmente. La frequenza di risonanza teorica di un’antenna a microstriscia rettangolare corrispondente è di 1208MHz. Con il solo taglio di un rettangolo da un’antenna rettangolare si ottiene di portare la frequenza di risonanza da 1208MHz a 843MHz.

Per avere una ulteriore diminuzione delle dimensioni o una corrispondente diminuzione della frequenza di lavoro si può cortocircuitare uno dei bordi piccoli della C (fig. 4.38). In questo caso, la frequenza teorica di 413MHz raggiunge i 419MHz misurati. Con il piccolo accorgimento usato, senza variare le dimensioni dell’antenna, siamo scesi da una frequenza di 853MHz a una di 419MHz. Riducendo la lunghezza della lamina di cortocircuito fino ad avere un singolo filo conduttore possiamo ulteriormente scendere da 419MHz a 369MHz realizzando un’antenna molto compatta.

Fig. 4.36

Fig. 4.38