La fase di regolazione attiva vedrà un continuo alternarsi di stati di

L E FORME D ’ ONDA E IL CIRCUITO DI POTENZA

Nel precedente capitolo è stata descritta la parte di controllo; si passa ora, dopo aver discusso e giustificato le forme d’onda in uscita dal regolatore e il circuito dei driver per i componenti di potenza, alle temporizzazioni scelte per la generazione dei segnali di apertura e chiusura degli interruttori.

Riferimenti bibliografici: [12], [13], [11], [2], [5], [6], [7], [9].

P ARZIALIZZAZIONE DELLE FORME D ’ ONDA

La fase di regolazione attiva vedrà un continuo alternarsi di stati di

conduzione e di interdizione degli interruttori, che non saranno mai

contemporaneamente chiusi (condizione caratteristica della fase di regolazione

passiva); si passerà da una situazione in cui l’interruttore per la semionda positiva è

chiuso e quello per la semionda negativa è aperto, ad una in cui sono aperti entrambi

gli interruttori, per poi arrivare alla situazione in cui condurrà solo l’interruttore per

semionda negativa, mentre l’altro sarà aperto. Indicando con P la fase di conduzione

durante la semionda positiva, con F quella in cui entrambi gli interruttori sono aperti

ed il carico risulta quindi flottante, e con N la fase di conduzione durante la semionda

negativa, il funzionamento del regolatore può essere descritto come una continua

ripetizione della seguente successione di fasi: P-F-N-F-P-F-N-F.

T

Vload

Time (s)

0.00 750.00u 1.50m 2.25m 3.00m

Output [V]

-10.00 -5.00 0.00 5.00 10.00

Vload

Figura 2.1 – Un esempio di parzializzazione della tensione sul carico.

Una tale successione è rappresentata in figura 2.1: gli interruttori vengono aperti durante la fase di conduzione e la tensione sul carico va repentinamente a zero.

Con una tale parzializzazione, a causa della natura induttiva del sistema, si presenteranno degli spike di tensioni ad ogni transizione P-F e N-F. Sulla base di queste considerazioni si è ritenuto opportuna una parzializzazione caratterizzata dalla successione F-P-F-N-F-P-F-N, descritta graficamente dalla figura 2.2.

T

Vload

Time (s)

0.00 750.00u 1.50m 2.25m 3.00m

Output [V]

-10.00 -5.00 0.00 5.00 10.00

Vload

Figura 2.2 – Il criterio di parzializzazione scelto per la realizzazione del regolatore serie.

Con una tale temporizzazione, la conduzione inizia nella seconda parte della semionda e si conclude quando si verifica la condizione di zero crossing, ovvero quando la corrente all’interno del circuito si annulla. In questo modo l’inerzialità del sistema non ha alcun effetto e non si verificano gli indesiderati spike di tensione.

Le figure 2.1 e 2.2 sono esclusivamente qualitative raffigurando una situazione ideale, nella quale non c’è partizione tra carico e resistenza interna del generatore, che tra l’altro non presenta componenti reattive; in realtà, però, il generatore a magneti permanenti oggetto di questo studio presenta una R

spesso confrontabile con il carico, inducendo quindi un’attenuazione della tensione V

, ed una induttanza L

, che non consente variazioni della tensione sul carico ripide come quelle rappresentante nelle suddette figure per il comportamento inerziale della corrente. Gli andamenti qualitativi delle tensioni V

e V

reali, sono rappresentati in figura 2.3. Nell’istante in cui vengono chiusi gli interruttori, per la continuità della corrente imposta da L

, la tensione V

, che inizialmente seguiva l’andamento della V

, va a zero; a questo punto V

e V

coincidono fino alla fine del semiperiodo quando gli interruttori vengono aperti e V

ritorna a seguire V

.

Figura 2.3 – Andamento realistico della tensione sul carico a seguito del criterio di parzializzazione scelto.

Vmo

Vload

G LI INTERRUTTORI E LA PARTE DI POTENZA

Tra le varie tipologie di elementi di potenza proposte dal brevetto per svolgere la funzione di interruttore, in questo progetto si è scelto di utilizzare i transistori DMOS, in quanto sono risultati i più versatili e i più veloci in fase di commutazione, caratteristica questa che ha permesso di minimizzare le perdite che si verificano durante il passaggio dall’interdizione alla zona triodo e viceversa. I differenti parametri di merito uniti alla grande quantità di componenti disponibili su mercato permettono di scegliere senza troppe difficoltà il transistore.

Come già accennato nel capitolo introduttivo gran parte della complessità del

regolatore serie risiede nel fatto che gli interruttori non hanno nessun terminale

collegato ad un riferimento fisso per cui, per pilotare correttamente i MOSFET, il

circuito di potenza ha richiesto particolari accorgimenti. Al variare della tensione sul

carico varia anche la tensione di source del transistore; da qui nasce l’impossibilità di

generare una V

assoluta per chiudere correttamente l’interruttore. Questo problema

è stato risolto con la tecnica di boot-strap, che prevede l’utilizzo di un condensatore,

opportunamente dimensionato, tra il gate ed il source del MOSFET. Un tale

condensatore di boot, ha la funzione di acculare carica nella fase di non conduzione

del transistore; nel momento in cui deve trasferire questa carica al gate, per

accendere il MOSFET, il condensatore viene staccato dal riferimento di massa e

viene connesso in parallelo tra i terminali di gate e source. In figura 2.4 è riportato lo

schema del circuito dedicato all’operazione di boot-strap per l’interruttore della

semionda positiva, del quale segue una descrizione comportamentale.

Figura 2.4 – Circuito dedicato all’operazione di Boot-strap per l’interruttore della semionda positiva.

L’accensione e lo spegnimento del MOSFET U62 sono regolati dagli ingressi

On-UP e Off-UP. Nella fase di non conduzione, nella quale sul terminale Off-UP c’è

una tensione alta, mentre On-UP può essere considerato al potenziale di massa, si ha

la carica del condensatore C60: l’alto potenziale di Off-UP porta in saturazione il

transistore U64 che a sua volta, tramite R66 e R62, fa saturare anche U63, il cui

collettore risulta connesso al carico tramite il diodo parassita del transistor per la

semionda negativa (che in figura è schematizzato come un cortocircuito) e che, in

questa fase di non conduzione, si può quindi considerare a massa. Con questa

configurazione del circuito, poiché la sua Vgs viene a coincidere con la Vcesat di

U63 (minore della V

di soglia), il MOSFET U62 viene forzato nello stato di

interdizione. Passando al ramo di On-UP si nota facilmente come, essendo questo

terminale a massa, sia U65 che U61 siano spenti; con questa configurazione si può

considerare flottante la resistenza R63 per cui il terminale alto del condensatore C60

risulta collegato soltanto alla resistenza R61. Il terminale basso di C60, tramite la

linea a bassa impedenza rappresentata dal carico, è connesso a massa, per cui, grazie

condensatore. Il giusto verso di carica di C60 è assicurato dal diodo U60 che blocca la corrente opposta al senso di carica.

La successiva fase di funzionamento è quella di conduzione nella quale la configurazione degli stati degli ingressi è duale a quella appena descritta: On-UP è al potenziale alto, mentre Off-UP è a massa. U64 e U63 risultano spenti; al contrario non lo sono i transitor U65 e U61. U61 in particolare risulta saturo, situazione che consente il trasferimento della carica accumulata dal condensatore C60 fra gate e source del MOSFET U62, che in tal modo comincia velocemente a condurre corrente alimentando il carico R

.

source

on-down

motor

off-down

U616

U611

U612 U610

U66

U68

U614 R7

Z3

R626 R625

R622

R620

Z61

R616

R614

R612

R618

R617

R615

R613

R619 R621

U69

U67 U613

U617

U615

C61 Rload

Figura 2.5 – Circuito dedicato all’operazione di Boot-strap per l’interruttore della semionda negativa.

In Figura 2.5 è riportato lo schema del circuito per il boot-strap

dell’interruttore per la semionda negativa, che presenta una struttura duale nel

montaggio dei transistori bipolari rispetto allo schema in precedenza discusso,

giustificata dal fatto che per questa rete la tensione di source al momento della

conduzione sarà negativa.

Nella fase di non conduzione si ha che, grazie al potenziale alto di Off- DOWN, sono in saturazione i transistori U610 e U611; quest’ultimo in particolar modo cortocircuita il potenziale di source con quello di gate impedendo l’accensione del MOSFET. Dal canto suo, il valore basso di On-DOWN tiene spenti i transistor U66, U68 e U612, permettendo al condensatore C61 di caricarsi attraverso la rete di Figura 2.6.

motor

Z3

U616

R626C61 Rload

Figura 2.6 – Percorso attraverso il quale si carica il condensatore di boot per la semionda negativa.

Passando alla fase di conduzione, Off-DOWN diviene basso e interdice U610 e U611, mentre l’innalzarsi di On-DOWN accende in cascata U66, U68 e U612 che permettono l’accoppiamento dei terminali di C61 con il gate ed il source del transistor di potenza T1. U613 e U616 hanno la funzione di bloccare la carica di gate durante l’intervallo di conduzione.

Nel caso in cui si abbia un basso livello di tensione sia sul terminale di On

che su quello di Off, per ognuno dei due driver, non si riesce produrre una Vgs tale

da poter chiudere l’interruttore; in questa situazione risulta quindi predominante il

segnale di Off.

Lo stesso terminale di Off prevale qualora in ingresso i driver ricevano entrambi i segnali alti per cui, anche in questa fase, gli interruttori risulteranno aperti;

in questo caso si avrebbe però, una compromissione del meccanismo di boot-strap, con un conseguente calo di prestazione del circuito.

Anche se i driver appena descritti non sono perfettamente simmetrici, sono stati dimensionati per avere tempi di commutazione pressoché omogenei, in modo da poter consentire alla parte di controllo del regolatore di generare un intervallo di conduzione valido per entrambe le semionde.

L A TEMPORIZZAZIONE DEI SEGNALI DI O ^{N E} O ^FF

Dalla descrizione appena fornita risulta chiaro che il segnale di Off è funzionale esclusivamente alla carica del condensatore di boot, non al bloccaggio della corrente nel passaggio da una semionda all’altra: durante la fase di conduzione nella semionda positiva il MOSFET per la semionda negativa è sempre spento, e la corrente scorre nel circuito grazie al diodo parassita di questo interruttore. Qualora allo zero crossing, condizione nella quale la corrente inverte il suo verso, lo stato di questi segnali di pilotaggio dovesse rimanere immutata, poiché il diodo parassita di U62 non può condurre in inversa, nel circuito non scorrerebbe alcuna corrente. Ogni transistore garantisce, quindi, il bloccaggio della corrente quando l’altro arriva alla fine del suo intervallo di conduzione.

Alla luce di quanto esposto risulta che una corretta temporizzazione di questi

segnali prevede che il segnale di On sia alto solo durante l’intervallo di conduzione,

mentre sia basso per il restante tempo di evoluzione di V

; allo stesso tempo

richiede al segnale di Off di avere una forma complementare a quella appena

descritta, ovvero sempre ad un alto livello di tensione, tranne che nel periodo di

conduzione. Una tale temporizzazione è rappresentata nella seguente figura.

T

Time (s)

6.50m 6.75m 7.00m 7.25m 7.50m

Output

-50.00 -25.00 0.00 25.00 50.00

Ton Toff

Figura 2.7 – Una possibile temporizzazione dei segnali di On e Off.

Concludendo si può osservare che una tale scelta di pilotaggio risulta sovradimensionata in quanto durante la semionda negativa, il MOSFET U62 non può condurre anche nel caso in cui non riceva l’impulso di Off; in base a questa considerazione é stata elaborata la temporizzazione della Figura 2.8, nella quale i segnali vengono portati ad una valore alto solo nella semionda d’interesse per il l’interruttore da pilotare e rimangono bassi nell’altra parte del periodo.

Anche se i driver funzionano perfettamente con entrambe le temporizzazioni,

per questo progetto è stata utilizzata la seconda per motivi di risparmio energetico,

comportando essa, infatti, una riduzione del segnale di Off .

T

Time (s)

6.50m 6.75m 7.00m 7.25m 7.50m

Output

-50.00 -25.00 0.00 25.00 50.00

Ton Toff

Figura 2.8 – La temporizzazione dei segnali di on e di off scelta per la realizzazione del regolatore serie.