CAPITOLO 1
ESEMPI
DI
ANTENNE
A
MICROSTRISCIA AD ONDE
MILLIMETRICHE.
1.1 INTRODUZIONE
In questo primo capitolo del documento verranno presentati alcuni esempi di antenne a microstriscia ad onde millimetriche. In particolare l’attenzione verrà focalizzata sull’impiego di questa tipologia di antenne per lo sfruttamento di una banda di circa 5 GHz centrata intorno ai 60 GHz. Come viene illustrato in dettaglio nel paragrafo 1.2 la suddetta banda è di speciale interesse per comunicazioni locali dense. Comunicazioni locali dense che possono essere di tipo indoor, di tipo outdoor o un ibrido tra le due. Il motivo fondamentale dell’interesse verso l’utilizzo di questa particolare porzione di spettro per comunicazioni locali risiede nell’attenuazione caratteristica dell’ossigeno di 10-15 dB/Km. Un’attenuazione così sostenuta ha un duplice effetto positivo in quest’ottica:
1) rende la banda di fatto utilizzata solo per questo tipo di comunicazioni 2) limita fortemente eventuali interferenze co-channel.
Tutto questo però a fronte di difficoltà nel produrre industrialmente un’appropriata tecnologia di front-end a prezzi competitivi. Infatti i costi di produzione in serie di opportuni dispositivi, ad esempio degli amplificatori low-noise con sufficienti caratteristiche di linearità, per frequenze così elevate sono ancora troppo alti per alcune applicazioni commerciali.
Un esempio in questo senso sono le reti WLAN che attualmente utilizzano la banda UNII.
1.2 POSSIBILITA' DI UTILIZZO DELLA 60 GHz BAND PER COMUNICAZIONI WIRELESS LOCALI. [8] 1.2.1 REGOLAMENTAZIONI
In Europa la coppia di intervalli di frequenza 62-63 GHz e 65-66 GHz è stata assegnata per applicazioni mobili a larga banda. Inoltre la banda 59-62 GHz può essere usata per le reti locali wireless. In Giappone è stato deciso nel 2000 che l’intervallo frequenziale 59-66 GHz, destinato a comunicazioni ad alta velocità, è soggetto ai due seguenti vincoli: le antenne trasmittenti non possono essere alimentate con più di 10 dBm ed il guadagno di esse non deve superare i 47 dBi. Negli Stati Uniti la FCC, acronimo di Federal Communication Commission, ha riservato la banda 59-64 GHz per applicazioni generiche che non necessitano di licenza. La massima EIRP concessa negli USA per questo intervallo frequenziale è 10 Watt.
1.2.2 CARATTERISTICHE DEL CANALE
A 60 GHz l’attenuazione specifica dell’ossigeno, come già menzionato nell’introduzione al capitolo, è di 10-15 dB/Km. Val la pena di notare che sotto i 50 m tale attenuazione non ha generalmente un impatto significativo. Nella figura Fig. 1.1 è chiaramente visibile il picco di attenuazione atmosferica a 60 GHz.
Notiamo che siamo anche in presenza di una notevole attenuazione in spazio libero. Infatti quest’ultima è proporzionale al quadrato della frequenza secondo la nota formula di Friis. In linea di principio tali perdite elevate potrebbero essere compensate dall’utilizzo di antenne molto direttive. Purtroppo nel caso di antenne molto direttive un puntamento non ottimale od un fenomeno di ostruzione possono facilmente causare un calo sostanziale della potenza ricevuta. Questo è particolarmente vero per le onde millimetriche data la loro "ridotta abilità di aggirare gli ostacoli" attraverso la diffrazione. Generalmente i muri degli edifici attenuano in maniera considerevole le onde millimetriche. Ad esempio l’attenuazione a 60 GHz di un comune vetro di una finestra è stimato tra i 3 dB ed i 7 dB. Un muro di cemento spesso 15 cm presenta invece un’attenuazione nell’ordine dei 36 dB alla stessa frequenza. Questo fa sì che tipicamente i muri esterni ed i pavimenti degli edifici agiscano come efficaci confini di cella. Ciò rende problematica la realizzazione di un’applicazione indoor che permetta anche la comunicazione con l’esterno dell’edificio o tra piani differenti di quest’ultimo. Una possibile soluzione è l’implementazione di una rete dual-band. Nelle 2 figure Fig. 1.2 e Fig. 1.3 che seguono vengono mostrati due esempi di tali reti che utilizzano anche la frequenza di 5 GHz.
Fig. 1.3 Scenario di una rete dual-band 5/60 GHz per ufficio
I tramezzi in cui sono presenti porte e finestre non possono essere considerati in questo contesto né "trasparenti" né degli efficaci confini di cella. Dunque adottando un’ipotesi conservativa si preferisce porre un access-point in ogni singolo ambiente. Il movimento di stazioni portatili così come di oggetti nell’ambiente produce uno spostamento della frequenza ed un allargamento dello spettro. Entrambi i fenomeni, dovuti all’effetto Doppler, sono piuttosto severi a 60 GHz essendo proporzionali alla frequenza. Ad esempio un movimento relativo del ricevitore rispetto al trasmettitore con velocità 1.5 m/sec produce un effetto Doppler di 1200 Hz. Notiamo che la velocità di 1.5 m/sec può essere assunta come la velocità con cui una persona cammina.
1.3 ESEMPI DI ANTENNE A MICROSTRISCIA AD ONDE MILLIMETRICHE
1.3.1 ARRAY DI ANTENNE A MICROSTRISCIA SU DIELETTRICO MULTISTRATO PER APPLICAZIONI A 60 GHz [7]
Introduzione
In questo paragrafo vengono presentati i risultati sperimentali relativi a tre array planari di 64 patch rettangolari posti su di uno strato dielettrico doppio. In tutti gli array i due strati dielettrici sono costruiti con lo stesso materiale. Le linee di alimentazione, poste tra i due strati dielettrici, sono accoppiate elettromagneticamente ai patch. Le dimensioni degli array sono 30 mm x 26 mm.
Fig. 1.4 Struttura del singolo patch Fig. 1.5 Fotografia dell’array.
La Fig. 1.5 evidenzia anche la presenza di una porta per la connessione. Il guadagno massimo e la banda a -13dB realizzati sono pari rispettivamente a
20dBi e 4 GHz. La figura che segue mostra lo schema della rete di
alimentazione.
Alla fine del paragrafo verrà inoltre proposta una particolare metodologia d’integrazione degli array in un dispositivo che contenga altri componenti a microstriscia.
Strutttura degli array
I 3 array sono stati realizzati mirando a minimizzare il fattore di qualità relativo alla radiazione, così da massimizzare la banda e l’efficienza di radiazione η. Quest’ultima è definita come η = dove è il fattore di qualità totale dell’antenna a vuoto. In questo contesto vengono ignorate le perdite dovute alle onde superficiali. Vale dunque la relazione = + + + dove e sono rispettivamente il fattore di qualità relativo alle perdite nello strato dielettrico e quello relativo alle perdite ohmiche nel conduttore del patch . I tre fattori di qualità parziali sono pari a
= ((3/8)* * ) / t, = t / e = 1 / tan(δ).
è la costante dielettrica relativa del substrato dielettrico mentre t e tan(δ) sono rispettivamente lo spessore e la tangente di perdita di quest’ultimo.
è la profondità di penetrazione nel conduttore del patch. è la lunghezza d’onda nel vuoto alla frequenza di utilizzo.
Un modo relativamente semplice di diminuire il fattore di qualità relativo alla radiazione è, come si vede dall’espressione sopra riportata di , aumentare t. Purtroppo substrati molto spessi aumentano significativamente le perdite dovute sia ad onde superficiali che a fenomeni di riflessione interna tra stati dielettrici diversi. I materiali con cui sono realizzati gli strati dielettrici sono di due tipi. Il primo denominato Kyocera LTCC GL550 ha le seguenti caratteristiche elettriche:
= 5.7 / tan(δ) = 0.0019
Il secondo denominato Kyocera HTCC A473 ha le seguenti caratteristiche elettriche: = 8.7 / tan(δ) = 0.00095
Notiamo che entrambi i materiali sono spesso usati in MMIC o moduli per onde millimetriche con antenne integrata.
Elenchiamo adesso nel dettaglio le caratteristiche di ciascuno dei 3 array: Tipo a) Materiale usato Kyocera LTCC GL550.
Metallo utilizzato per realizzare i patch e la rete di alimentazione: alluminio.
Tipo b) Materiale usato Kyocera LTCC GL550.
Spessore dei due strati dielettrici : 200 μm / 200 μm
Metallo utilizzato per realizzare i patch e la rete di alimentazione: alluminio.
Tipo c) Materiale usato Kyocera HTCC A473.
Spessore dei due strati dielettrici : 150 μm / 150 μm
Metallo utilizzato per realizzare i patch e la rete di alimentazione: rame.
Risultati sperimentali
Le 3 figure Fig. 1.7, Fig. 1.8 e Fig. 1.9 che seguono mostrano la direttività nel piano H di ciascun tipo di array per f=60 GHz. Le ascisse sono gradi. La Fig. 1.10 mostra invece il guadagno assoluto in funzione della frequenza. Notiamo che questi dati sono stati calcolati usando misurazioni di campo vicino.
Fig. 1.7 Array di tipo a). Fig. 1.8 Array di tipo b). Direttività per f = 60 GHz nel Direttività per f = 60 GHZ
nel piano H. Ascisse in gradi. piano H. Ascisse in gradi.
Fig. 1.9. Array di tipo c). Fig. 1.10 Guadagno in dB dei tre Direttività per f = 60 GHz array al variare della
Per quanto riguarda la direttività notiamo che l’array di tipo a) è quello che più si avvicina al modello "ideale". Comunque tutti e 3 i tipi hanno una larghezza di fascio a -3dB pari a circa 5°. Osservando la Fig. 1.10 si notano delle differenze nel guadagno dei tre tipi di antenna. Il tipo a) mostra un guadagno di 20 ± 1 dBi per circa 8 GHz intorno ai 60 GHz. Il tipo b) ha un comportamento analogo con un guadagno però ridotto di 1-2 dBi rispetto al tipo a). Il tipo c) mostra invece un guadagno sensibilmente minore e soprattutto maggiormente oscillante. L’andamento del guadagno del tipo c) è anche dovuto , come è chiaro dalle 3 figure che seguono sotto, dall’alto valore
del modulo del parametro S11.
Fig. 1.11 Array di tipo a). Fig. 1.12 Array di tipo b).
Andamento del modulo Andamento del modulo di S11 al variare della frequenza. di S11 al variare della frequenza.
Fig. 1.13 Array di tipo c). Andamento del modulo
di S11 al variare della frequenza.
Si nota che nel caso degli array di tipo a) e di tipo b) è chiaramente individuabile un minimo di |S11| nei pressi di 60 GHz. Ciò non avviene per il
tipo c). Inoltre per i primi due tipi di array possiamo identificare una banda a -13dBi centrata in f=60 GHz rispettivamente di 4 GHz e di 6GHz.
Dispositivo per onde millimetriche con array a microstriscia integrato
I materiali usati per realizzare gli strati dielettrici degli array illustrati sono comunemente impiegati per la fabbricazione di MMIC e di moduli con antenna integrata. Viene perciò qui proposta una modalità di integrazione compatta ed economica dell’array in un dispositivo per onde millimetriche.
Fig. 1.14 Sezione della struttura integrata proposta.
Notiamo che vi sono MMIC e circuiti stampati sul retro dei tre strati dielettrici. Sopra di essi troviamo invece l’array di patch a microstriscia. Si veda anche le due figure Fig. 1.15 e Fig. 1.16 che seguono sotto. L’ alimentazione sia della circuiteria a microonde che dell’array è effettuata da una sola rete qui genericamente indicato come "feed-line". Nel primo caso però l’accoppiamento elettromagnetico avviene tramite una slot nel piano di massa.
Fig. 1.15 Vista frontale della Fig. 1.16 Vista posteriore della struttura integrata struttura integrata proposta. proposta.
1.3.2 ARRAY PLANARE A MICROSTRISCIA PER
COMUNICAZIONI PUNTO-PUNTO DENSE A 60 GHz. [6]
Introduzione
Applicazioni recenti, quali ad esempio le reti WLAN, necessitano di comunicazioni punto-punto dense nella banda delle onde millimetriche. Per ottenere antenne ad alto guadagno vengono talvolta implementate strutture planari in combinazione con delle lenti elettromagnetiche. Un array planare a microstriscia, quale quello presentato in questo paragrafo, può invece rappresentare una soluzione più economica e con un’alta riproducibilità. Ciò è vero specialmente se l’antenna e la circuiteria a microonde sono fabbricate sullo stesso substrato dielettrico. Viene qui trattato, come mostrato dalle due figure che seguono, un array planare a microstriscia formato da 8x8 patch rettangolari.
Fig. 1.17 Layout dell’intero array Fig. 1.18 Geometria del singolo
patch.
Il progetto di antenne a microstriscia operanti a frequenze prossime ai 60 GHz deve anche tenere conto delle tolleranze presenti nella fabbricazione. Questo soprattutto se si mira ad una produzione su larga scala ed economica.
Dunque nel paragrafo saranno anche trattate queste problematiche. In particolar modo sarà investigato l’impatto delle tolleranze nell’incisione dello strato conduttore. Per comprovare l’alta riproducibilità verranno infine mostrati i risultati delle misurazioni effettuate su più prototipi.
Progetto e simulazione
Nella tabella che segue sono elencate le specifiche di progetto dell’array e le caratteristiche elettriche del materiale usato per il substrato dielettrico.
Frequenza di utilizzo 59-62 GHz
Banda a -6 Db 3 GHz
Guadagno > 20 dBi
Polarizzazione Lineare
Materiale usato per lo strato di dielettrico RT Duroid 5880
εr del substrato dielettrico (f=10 Ghz) 2.2
Tan(δ) del substrato dielettrico (f=10 Ghz) 0.0009 Spessore substrato dielettrico 128 μm
Spessore strato conduttore 9 μm
Tab 1.1 Specifiche di progetto e caratteristiche del materiale usato
Il software di simulazione usato è il 2.5 D prodotto dalla ditta Ansoft Designer. Seguono due grafici che illustrano l’impatto delle tolleranze sul modulo di S11 del singolo patch. Ricordiamo che si tratta di valori simulati.
Fig. 1.19 Effetti sul modulo di S11 Fig. 1.20 Effetti sul modulo di S11 di una tolleranza di ± 15 μm di una tolleranza di ± 0.05 nell’incisione dello strato del valore di εr del substrato
conduttore. (singolo patch) dielettrico. (singolo patch)
Osservando la figura Fig. 1.19 notiamo un severo impatto della tolleranza nell’incisione dello strato conduttore sul valore del modulo di S11. Si vede inoltre un sensibile spostamento della frequenza di risonanza. Ciò malgrado il fatto che per ottenere una tolleranza di ± 15 μm sia necessario scegliere lo
strato conduttore più sottile in commercio. Quest’ultimo ha uno spessore di soli 9 μm.I data-sheet riportano il valore di εr per la frequenza massima di 10
GHz.Qui, facendo un ipotesi conservativa, si è assunta una variazione di 0.05 attorno al valore 2.2appunto riportatoper f = 10 Ghz.Notiamo anche che gli effetti delle tolleranze riguardanti lo strato conduttore sono più marcati di quelli riguardanti lo strato dielettrico. Nei data-sheet non sono disponibili valori della tangente di perdita per frequenze maggiori di 10 GHz. A tale frequenza la tan(δ) vale 0.0009. Nelle simulazioni è stato comunque sempre usato suddetto valore.
Questa sezione relativa al progetto ed alla simulazione della struttura si conclude con il grafico del guadagno simulato dell’intero array. Sono illustrate sia le componenti copolari che quelle cross-polari.
Fig. 1.21 Gaudagno simulato dell’intero array nei 2 piani principali.
Implementazione e misure sperimentali
Le misure sono state effettuate alimentando il patch tramite la guida d’onda standard WR15 ed una transizione tra questa e l’antenna a microstriscia. La transizione è progettata dalla ditta Farran. Essendo il materiale usato estremamente sottile si è ritenuto opportuno incollarlo su di un sostegno metallico facendo in modo che l’aderenza fosse perfetta. Come si vede dalla figura Fig. 1.22 la parte superiore della transizione è fissata al sostegno metallico tramite delle viti. La parte inferiore della transizione è invece parte integrante del sostegno metallico stesso. La guida d’onda viene fissata sulla base di quest’ultimo sempre tramite delle viti. Ciò è chiaramente visibile dalla
Fig. 1.23.
Fig. 1.22 Vista dall’alto del prototipo Fig. 1.23 Vista dal basso del prototipo dell’ array con sostegno e dell’array con sostegno
transizione. e transizione.
Le due figure Fig. 1.24 e Fig. 1.25 che seguono mettono a confronto il guadagno calcolato e quello effettivamente misurato alla frequenza di 60.5 GHz.
Fig 1.24 Confronto tra il guadagno Fig. 1.25 Confronto tra guadagno calcolato e quello misurato calcolato e quello misurato
a 60.5 GHz. Piano E. a 60.5 GHz. Piano H.
Possiamo così notare una buona corrispondenza tra il risultato della simulazione ed i dati sperimentali. Ciò è verificato anche per le componenti cross-polari che non vengono però qui mostrate. Ricordiamo che la simulazione è stata effettuata senza tener alcun conto della transizione e modellizzando il sostegno come un ground-plane infinito. Ricordiamo anche che la tangente di perdita dello strato dielettrico è stata posta pari a 0.0009.
Questo è il valore riportato nei data-sheet per una frequenza di utilizzo di 10 GHz. Osserviamo inoltre che il guadagno effettivamente realizzato è di circa due dBi maggiore rispetto al valore minimo richiesto dalle specifiche di progetto. A chiusura della sezione mostriamo due figure che provano la riproducibilità della struttura. Si può infatti notare come le performances dei due diversi prototipi siano estremamente simili.
Fig. 1.26 Guadagno misurato di due diversi prototipi al variare della frequenza.
1.3.3 ARRAY PLANARE A MICROSTRISCIA CON DOPPIA
POLARIZZAZIONE PER APPLICAZIONI WPAN A 60 GHz. [5]
Introduzione
Tra le varie antenne le strutture planari o quasi-planari a microstriscia sono considerate le più appropriate per le cosiddette applicazioni WPAN ad onde millimetriche. Ricordiamo che WPAN è l’acronimo di wireless personal area network. Ciò soprattutto grazie al basso profilo, la facilità di integrazione in circuiteria a microonde ed il basso costo per singola unità in una produzione in serie. In questo paragrafo viene descritto il progetto di un array planare a microstriscia con doppia polarizzazione ortogonale. Caratteristica quest’ultima essenziale per i sistemi di comunicazione wireless mobili e/o portatili. Infatti in tali applicazioni la polarizzazione varia sia nel tempo che nello spazio. Si può dunque verificare un sensibile calo della potenza ricevuta a causa di un disadattamento di polarizzazione. L’ array è stato anche realizzato e testato in una camera anecoica elettromagnetica. I risultati delle misure effettuate sono riportati nella terza ed ultima sezione del paragrafo.
Progetto dell’array
Nella tabella che segue elenchiamo le specifiche di progetto, il materiale utilizzato e le caratteristiche elettriche di quest’ultimo. Le simulazioni sono state effettuate tramite il software Zeland IE3D.
Banda 60 GHz - 64 GHz
Guadagno 10 dBi
Impedenza d’ingresso a centro banda 50 Ohm
Polarizzazione Doppia ortogonale
Materiale usato per lo strato dielettrico PTFE DiCLad 880
Spessore stato dielettrico 0.254 mm
Tangente di perdita dello strato dielettrico 0.00085 Costante dielettrica relativa dello strato
dielettrico
2.17
Tab. 1.2 Specifiche di progetto e caratteristiche materiale usato.
L’intero array, come si vede dalla figura Fig. 1.29, ha una struttura "ad albero". Le dimensioni totali della porzione radiante sono 15.4 mm x 8.6 mm. Nella figura Fig. 1.28 viene invece riportata la geometria dell’elemento base dell’array che indicheremo in quanto segue con il termine "ramo". Quest’ultimo è costituito da due patch rettangolari connessi in serie tramite una linea a microstriscia ad alta impedenza. I singoli patch hanno dimensioni 2.6 mm x 1.45 mm. La spaziatura tra i due patch è 1.4 mm. Dato l’orientamento dei due patch ne consegue che il piano E corrisponde qui a φ=90° ed il piano H a φ=0°. Il progetto del ramo è finalizzato ad una frequenza
centrale di utilizzo di 62 GHz.
Fig. 1.28 Elemento base dell’array e Fig. 1.29 Geometria sistema di coordinate usato. dell’intero array.
Nelle due figure Fig. 1.30 e Fig. 1.31 che seguono sono mostrati i guadagni simulati del singolo ramo per f = 62 GHz.
Fig.1.30 Guadagno del singolo Fig.1.31 Guadagno del ramo nel piano E. singolo ramo nel piano H.
Simulazione. Simulazione. (in rosso Eφ in nero Eθ ) (in rosso Eφ in nero Eθ)
Allineando i due rami ortogonalmente ed allocandoli simmetricamente sui due lati della linea di alimentazione si ottiene l’antenna con doppia polarizzazione mostrata nella figura Fig. 1.32.
Fig. 1.32 Antenna a due rami Fig. 1.33 Modulo di S11 simulato e misurato dell’antenna a due rami.
La sezione di linea di trasmissione lunga 3.3 mm posta tra la linea di alimentazione e la porzione radiante ha una duplice funzione. Infatti oltre ad adattare l’impedenza d’ingresso riduce sensibilmente le radiazioni spurie dovute alla discontinuità. Dalla figura Fig. 1.33 si nota che il modulo di S11 misurato è minore di -10 dB in tutta la banda 60 GHz – 64 GHz. Le due figure Fig. 1.34 e Fig. 1.35 che seguono mostrano sia il guadagno calcolato che quello misurato dell’antenna a due rami.
Fig 1.34 Guadagno calcolato e guadagno Fig 1.35 Guadagno calcolato e misurato dell’antenna a due rami guadagno misurato
al variare della frequenza per dell’antenna a due rami θ=0° e φ=45°. per f=62 GHz. ( φ=45° )
Dalle due figure sopra notiamo le tre seguenti cose:
1) Il guadagno misurato per θ=0° e φ=45° è maggiore di 6 dBi in tutta la banda 60 GHz – 64 GHz.
2) Il guadagno misurato a 62 GHz ha dei picchi superiori ai 7 dBi per entrambe le componenti Eφ ed Eθ.
3) Le ampiezze degli angoli a metà potenza per le componenti Eφ ed Eθ sono
rispettivamente 60° e 40°.
Al fine di aumentare ulteriormente il guadagno possiamo aggiungere altri due rami alla struttura appena illustrata. Otteniamo così la configurazione finale già mostrata nella figura Fig. 1.29. Notiamo la peculiarità della rete di alimentazione ad albero. Quest’ultimo è infatti nettamente diverso dalla "tradizionale" rete di alimentazione di tipo corporate-feed. Le sezioni cerchiate in rosso nella figura Fig. 1.29 fanno sì che la fase del segnale d’ingresso sia la stessa per tutti e quattro i rami. Lo spazio tra due patch rettangolari posti su due rami contigui è di 3.4 mm. Ciò al fine di diminuire il mutuo accoppiamento senza aumentare eccessivamente il side lobe level. La parte terminale della linea di alimentazione è adattata in modo da avere un’impedenza d’ingresso di 50 Ohm.
Riportiamo ora sei grafici, commentati nella sezione seguente "Risultati", relativi alle prestazioni della struttura finale.
Fig. 1.36 Valore simulato e valore Fig. 1.37 Valore simulato e valore
misurato del modulo di S11 al misurato del guadagno al variare variare della frequenza. della frequenza. (θ=0°,φ=45°).
Fig. 1.38 Valore simulato e valore Fig 1.39 Valore simulato e valore misurato del guadagno per f=62 GHz. misurato del guadagno al variare (φ=45°). Componenti copolari e della frequenza. (θ=0°, φ=0°).
componenti cross-polari.
Fig 1.40 Valore simulato e valore Fig. 1.41 Valore simulato e valore misurato del guadagno per f=62 GHz. misurato del guadagno per f=62 GHz. (φ=90°). Componenti copolari e (φ=0°). Componenti copolari e
Risultati
Analizzando le misurazioni presenti nelle sei figure della pagina precedente possiamo sintetizzare le prestazioni dell’array con i sei seguenti punti:
1) Il modulo di S11 è minore di -10 dBi nella banda 60 GHz-65 GHz
Dunque la specifica di progetto riguardo S11 è essenzialmente soddisfatta. 2) Il guadagno per (θ=0°,φ=45°) è maggiore di 8 dBi nella banda 60 GHz-65
GHz. Ricordiamo che, come indicato nella tabella Tab. 1.2, la specifica di progetto riguardo il guadagno è 10 dBi.
3) Dalla figura Fig. 1.38 si vede che il guadagno per f=62 GHz nel piano φ=45° presenta un picco di 10 dBi per entrambe le polarizzazioni. Si nota inoltre che gli angoli a metà potenza sono di circa 40° per entrambe le polarizzazioni.
4) Dalla figura Fig. 1.39 si vede che il guadagno per (φ=0°,θ=0°) è maggiore di 10 dBi nella banda 60 GHz – 65 GHz.
5) Dalla figura Fig. 1.40 si vede che il guadagno nel piano φ=90°
relativo alle due polarizzazioni è sensibilmente diverso per f = 62 GHz.
6) Dalla figura Fig. 1.41 si osserva che il guadagno per f =62 GHz nel piano φ=0° non è soddisfacente date le forti oscillazioni. Ciò è vero soprattutto per la componente cross-polare. Questo malgrado vi siano dei picchi di guadagno superiori ai 10 dBi per entrambe le polarizzazioni.
1.3.4 ANTENNA A MICROSTRISCIA A LARGA BANDA PER ONDE MILLIMETRICHE. ALIMENTAZIONE CON ACCOPPIAMENTO CAPACITIVO. [9]
Introduzione
E’ ben noto che le antenne a microstriscia hanno una banda d’impedenza percentuale piccola. Ciò rappresenta uno dei maggiori limiti di questo tipo di antenne. Nel tempo sono state proposte soluzioni diverse a questo problema. Uno dei metodi più semplici è aumentare lo spessore dello strato dielettrico. Possiamo anche citare l’uso di elementi parassiti o di strati dielettrici con perdite sostenute. Nel caso di strutture multistrato si possono adottare soluzioni molto efficaci ma che presentano difficoltà di progetto e di fabbricazione. In questo paragrafo viene presentata una tecnica di alimentazione tramite accoppiamento capacitivo coplanare. Come si vede dalle due figure Fig. 1.42 e Fig. 1.43 l’elemento radiante è un patch rettangolare. Quest’ultimo è alimentato da un altro patch rettangolare più piccolo a sua volta alimentato tramite una sonda cilindrica di diametro dp. La
suddetta sonda aumenterebbe sensibilmente la porzione induttiva dell’impedenza d’ingresso se non fosse per un bilanciamento dovuto all’accoppiamento di natura capacitiva dell’alimentazione.
Fig. 1.42 Vista in sezione dell’antenna. Fig. 1.43 Vista dall’alto dell’antenna.
Osservando la figura Fig. 1.42 si nota anche che tra il materiale dielettrico ed il piano di massa è stato frapposto uno strato di aria. Si è così ulteriormente incrementata la banda d’impedenza percentuale. Un altro vantaggio di questa tecnica di alimentazione è la facilità con cui si può variare l’impedenza d’ingresso cambiando la posizione relativa dei due patch. Al fine di minimizzare l’impatto del patch di alimentazione sul pattern di radiazione è stata adottata una tecnica di ottimizzazione. La struttura finale presenta un R.O.S. minore di 2 nell’intervallo frequenziale 25.3 GHz – 43.3 GHz. Si è dunque in presenza di una banda d’impedenza del 52.5%. Inoltre nel suddetto intervallo frequenziale il guadagno è sempre maggiore di 4dBi e presenta un picco del valore di poco meno di 8 dBi.
Progetto dell’antenna
Il materiale dielettrico usato è un RT duroid con spessore t=0.3 mm ed εr pari
a 2.33. Al fine di aumentare ulteriormente la banda uno strato d’aria è stato frapposto tra il materiale dielettrico ed il piano di massa. Si è così ridotta la costante dielettrica relativa equivalente εe. Vale infatti la relazione
εe= i / ( j / ε rj )) dove hi è lo spessore del substrato dielettrico
i-esimo mentre εri è la costante dielettrica relativa di quest’ultimo.
Sono stati poi ottimizzati tutti i seguenti parametri: le dimensioni del patch radiante w1 X l1, le dimensioni del patch più piccolo w2 x l2, lo spazio tra i due patch d, lo spessore dello strato d’aria h. Il valore assunto dai suddetti parametri a seguito dell’ ottimizzazione è riportato nella tabella Tab. 1.3 che segue.
Spessore strato di aria t 1 mm Dimensioni patch radiante l1 3.4 mm W1 2.8 mm Dimensioni patch di alimentazione l2 0.7 mm W2 0.6 mm Distanza tra i due patch d 0.2 mm
Tab 1.3 Valore dei parametri ottimizzati.
Seguono tre grafici che illustrano i risultati delle simulazioni effettuate in queste condizioni.
Fig. 1.44 R.O.S dell’antenna Fig. 1.45 Guadagno dell’antenna
Fig. 1.46 Guadagno per f = 31 GHz.
Dalla figura Fig. 1.44 si vede che il R.O.S. presenta due frequenze di risonanza rispettivamente per f=29 GHz e per f=33.3 GHz . Notiamo inoltre che il R.O.S. è minore di 2 in tutto l’intervallo frequenziale 26 GHz – 40 GHz. La banda d’impedenza relativa è dunque pari al 42.4 %. Il guadagno, illustrato nella figura Fig. 1.43, presenta un massimo di valore 7.8 dBi per f = 31 GHz. Inoltre il guadagno non è mai inferiore a 7 dBi nell’intervallo 26.9 GHz – 34.8 GHz. La figura Fig. 1.46 evidenzia una sensibile asimmetria del guadagno nel piano φ=90°. Asimmetria dovuta alla presenza del patch di alimentazione. Al fine di ridurre l’impatto di quest’ultimo sul diagramma di radiazione si è adottata una tecnica di ottimizzazione. I risultati delle simulazioni effettuate in queste condizioni sono esposti e commentati nella sezione seguente.
Risultati finali
Fig. 1.47 R.O.S al variare Fig. 1.48 Guadagno per f=26.5 GHz. della frequenza. Linea solida per φ =0°. Linea
tratteggiata per φ = 90°
Fig. 1.49 Guadagno dell’antenna per Fig. 1.50 Guadagno dell’antenna per f=28 GHz. Linea solida per φ=0°. per f=31 GHz. Linea solida per φ=0°. Linea tratteggiata per φ = 90°. Linea tratteggiata per φ=90°.
Fig. 1.51 Guadagno dell’antenna Fig. 1.52 Guadagno dell’antenna per f=34 GHz. Linea solida per φ=0°. per f=40 GHz. Linea solida per φ=0°.
Linea tratteggiata per φ=90°. Linea tratteggiata per φ=90° .
Confrontando la due figure Fig.1.44 e Fig.1.47 si nota che la tecnica di ottimizzazione applicata al patch di alimentazione ha prodotto un sensibile incremento della banda relativa d’impedenza. Quest’ultima è infatti passata dal 42.5% al 52.5%.
Osservando le 5 figure Fig. 1.48 – Fig. 1.52 sono evidenti le tre seguenti cose:
1) I massimi del guadagno per φ = 0° e per φ = 90° sono entrambi sempre situati nella direzione θ=0°.
2) All’aumentare della frequenza vi è un restringimento del fascio di radiazione nel piano φ = 90°.
3) Confrontando la Fig. 1.46 con la Fig. 1.50 emerge una maggiore simmetria del pattern di radiazione per φ = 90° nella seconda rispetto la prima.
Dunque la tecnica di ottimizzazione applicata al patch di alimentazione si è rivelata efficace anche sotto questo profilo.
1.3.5 ANTENNA A MICROSTRISCIA A LARGA BANDA PER ONDE
MILLIMETRICHE CON GEOMETRIA DI TIPO E-SHAPE. [4]
Introduzione
Sono previste in un prossimo futuro una serie di applicazioni commerciali a larga banda nel range frequenziale delle onde millimetriche. Citiamo ad esempio le WLAN (wireless local area network) per ambienti domestici o di lavoro. Ciò è anche dovuto alla saturazione di altre porzioni dello spettro elettromagnetico per usi commerciali. Si impone dunque la necessità di avere a disposizione antenne con le seguenti sei caratteristiche fondamentali:
1) Frequenza di utilizzo nel range 20 GHz- 60 GHz. 2) Banda percentuale estesa.
3) Peso contenuto. 4) Dimensioni ridotte. 5) Doppia polarizzazione.
6) Economicità della produzione in serie.
Nel corso degli anni sono state proposte diverse antenne che soddisfano i cinque requisiti 1) - 5). Molte di esse presentano però notevoli difficoltà di progetto e di fabbricazione. In questo paragrafo viene descritta un’antenna a microstriscia per onde millimetriche con banda d’impedenza del 23.5 % e polarizzazione circolare. Suddetta antenna presenta un guadagno misurato che non è mai inferiore ai 3.8 dBi in tutto il range frequenziale 31.6 GHz – 40 GHz. Inoltre tale guadagno presenta un picco di valore 5.2 dBi per una frequenza pari a 36 GHz. L’alimentazione, come si può vedere dal connettore presente nella figura Fig. 1.53 che segue, è effettuata tramite un cavo
coassiale con impedenza caratteristica di 50 Ohm.
Fig. 1.53 Fotografia dell’antenna con Fig. 1.54 Vista dell’antenna connettore per cavo coassiale. dall’alto con sistema di
riferimento.
Le dimensioni complessive della struttura, escluso il connettore per il cavo coassiale, sono 7 mm x 8 mm x 0.8 mm. Lo strato dielettrico è realizzato con un cristallo al quarzo che ha costo ridotto e basse tolleranze di lavorazione.
Notiamo infine che l’antenna presenta una tecnica di alimentazione di facile implementazione e che contribuisce ad una banda d’impedenza percentuale ampia.
Progettazione
Il progetto è stato effettuato usando il software di simulazione CST Microwave Studio. Nella tabella Tab. 1.4 che segue è riportato il valore numerico delle dimensioni del patch mostrate nella Fig. 1.54. Si ricordi che le dimensioni complessive della struttura sono 7 mm X 8 mm X 0.8 mm se si esclude il connettore per il cavo coassiale.
l1 3.7 mm l2 0.8 mm l3 2.5 mm l4 1.75 mm l5 1.8 mm l6 0.6 mm w1 0.7 mm
Tab. 1.4 Dimensioni del patch nel dettaglio.
Lo strato dielettrico è stato realizzato con un cristallo al quarzo con permittività elettrica relativa εr pari a 3.7 e basse perdite.
Come noto le antenne a microstriscia hanno generalmente una banda percentuale ridotta e ciò ne rappresenta uno dei maggiori limiti. Qui viene invece raggiunta una banda d’impedenza relativa pari al 23.5 % attraverso la progettazione di una struttura doppiamente risonante. Abbiamo infatti due frequenze di risonanza pari rispettivamente a 32 GHz e a 40 GHz. Quest’ultime, come si può vedere dalle figure Fig. 1.55 e Fig. 1.56 che seguono, sono associati a due diversi percorsi della corrente superficiale.
Fig. 1.55 Andamento della corrente Fig. 1.56 Andamento della corrente superficiale per f = 32 GHz. superficiale per f = 40 GHz.
Si noti come due angoli del patch siano stati smussati per diminuire le radiazioni spurie dovute a discontinuità nel percorso della corrente superficiale.
Prestazioni
Come mostrato dalle figure che seguono i risultati simulati e quelli ottenuti dalle misurazioni sono sostanzialmente in accordo.
Fig. 1.57 Modulo di S11 in dB al Fig. 1.58 Guadagno misurato variare della frequenza. al variare della frequenza. Valore misurato e valore simulato.
Fig. 1.59 Guadagno dell’antenna a Fig. 1.60 Guadagno dell’antenna a 32 GHz nel piano X-Z. a 32 GHz nel piano Y-Z.
Valore misurato e valore simulato. Valore misurato e valore simulato.
Fig. 1.61 Guadagno dell’antenna a 32 GHz nel piano X-Y.
Fig. 1.62 Guadagno dell’antenna Fig. 1.63 Guadagno dell’antenna a a 35 GHz nel piano X - Z. 35 GHz nel piano Y - Z.
Valore misurato e valore simulato. Valore misurato e valore simulato.
Fig. 1.64 Guadagno dell’antenna a 35 GHz nel piano X - Y.
Valore misurato e valore simulato.
Osservando le sei figure Fig. 1.59 – Fig. 1.64 si nota che l’antenna ha buone caratteristiche direzionali sia nel piano X-Y che nel piano Y-Z. Ciò la rende adatta ad essere installata su muri e soffitti. Quando la frequenza è 32 GHz il fascio a -3 dB nei due piani X-Z e Y-Z è pari rispettivamente a 115.7° e 120.8°. Quando invece la frequenza è 35 GHz il fascio a -3 dB nei due piani X-Z e Y-Z è pari rispettivamente a 115.6° e 100.6°. Il massimo del guadagno non è esattamente lungo l’asse Z principalmente a causa dell’asimmetria dell’alimentazione.
1.3.6 RIDUZIONE DELLE ONDE SUPERFICIALI PER UN PATCH CIRCOLARE A MICROSTRISCIA OPERANTE A 60 GHz TRAMITE ABBATTIMENTO
DELLA RADIAZIONE IN DIREZIONE BROAD-SIDE. [10]
Introduzione
Gli effetti, generalmente indesiderati, dell’innescarsi di onde superficiali in antenne a microstriscia possono essere sintetizzati nei tre seguenti punti: 1) Forte accoppiamento tra i diversi elementi di un array.
2) Radiazioni spurie.
3) Diffrazione dai bordi dello strato dielettrico.
Per contrastare il fenomeno delle onde superficiali nelle antenne a microstriscia operanti nella banda delle onde millimetriche sono state proposte diverse soluzioni. Tali soluzioni si sono rivelate efficaci a fronte però di una certa complessità sia di progetto che di fabbricazione. Possiamo citare come esempio in questo senso delle strutture con inserti di PBG (photonic band-gap) nello strato dielettrico congiuntamente all’uso di vias tra il patch ed il piano di massa.
In questo paragrafo viene invece presentato un patch circolare senza alcuna struttura aggiuntiva.
Fig. 1.65 Layout del patch circolare presentato nel paragrafo.
Il fenomeno delle onde superficiali viene qui contrastato riducendo drasticamente la radiazione nella direzione parallela alla superficie dello strato dielettrico. Nel fare ciò si imporranno delle condizioni tali da eccitare il modo superiore TM12 oltre a quello fondamentale TM11.
Lo strato dielettrico è realizzato con un materiale di tipo LTCC (low temperature co-fired ceramic) al fine di poter integrare l’antenna con altra circuiteria a microonde in maniera compatta e con basse perdite. I materiali di tipo LTCC hanno una costante dielettrica relativa εr elevata ed un alto
Il campo radiato ad effetto dell’eccitazione del modo fondamentale TM11 viene assimilato al campo radiato da un loop di corrente magnetica. Questo semplice modello, oltre a rivelarsi appropriato per i nostri scopi, fornisce una visione intuitiva del meccanismo di radiazione di un patch circolare.
Progettazione
Se il patch circolare ha spessore h elettricamente piccolo ed in esso è eccitato il solo modo fondamentale TM11 possiamo assimilare il campo radiato a quello radiato da un loop di corrente magnetica Im. Nella figura Fig. 1.66 che
segue è rappresentato tale loop e viene indicato l’andamento della corrente magnetica Im.
Fig. 1.66 Loop di corrente magnetica.
Il campo radiato ha la seguente espressione:
Eθ = -j · ( K0 · ae · V0 · exp(-j·k0·r) · cos(φ) · J'02 ) / 2 · r
Eφ = -j · ( K0 · ae · V0 · exp(-j·k0·r) · sin(φ) · cos(θ) · J02 ) / 2 · r
dove J'02 = J0(K0·ae·sin(θ)) - j2(K0·ae·sin(θ))
J02 = J0(K0·ae·sin(θ)) + j2(K0·ae·sin(θ))
ae : raggio effettivo del patch circolare
J0 : funzione di Bessel di prima specie di ordine zero
J2 : funzione di Bessel di prima specie di ordine due
K0 : numero d’onda nel vuoto alla frequenza di utilizzo f0 (qui f0=60 Ghz e dunque K0=1256.64 rad/m)
Perché il modo TM11 sia eccitato il valore minimo del raggio effettivo deve essere pari a (1) ae =( χ’11 / (K0 · )) = ( 1.8412 / (K0 · )) dove χ’11 è il
primo zero della derivata della funzione di Bessel di prima specie di ordine 1. Essendo = 7 e K0 =1256.64 rad/m la (1) diventa (2) ae= ( 1.8412 / (1256.64
· )) =553 μm.
In queste condizioni per eliminare completamente il campo radiato lungo la superficie dell’antenna imponiamo che J’02 sia zero per θ=90°. Avremo così
(3) Eθ|θ=90° =0. Usando l’eguaglianza J’02 (K0· ae·sin(θ))= J0(K0·ae·
sin(θ))-J2(K0·ae·sin(θ)) e tenendo conto della relazione notevole 2·J’1(x) = J0(x)-J2(X) ciò
equivale ad imporre (4) ae = χ’mn/K0. Nella relazione (4) χ’mn indica l’ennesimo
zero della derivata della funzione di Bessel di prima specie e di ordine m. Il più piccolo valore di ae che soddisfa la condizione (4) corrisponde a χ’11= 1.8412
ed è pari a (5) ae = ( χ’11 / K0 ) = 1464 μm. Dunque per ae = 1464 μm abbiamo
che il modo TM11 è eccitato ed allo stesso tempo è soddisfatta la condizione (3). Perché sia eccitato anche il modo TM12 deve invece valere la relazione ae ≥ ( χ’12 / (K0 · )) = ( 5.3312 / (1256.64 · ) = 1602 μm. In realtà a causa
della non idealità della struttura si ha che per ae = 1400 μm sono eccitati
entrambi i modi ed inoltre la condizione (3) è essenzialmente soddisfatta.
Simulazione e misure sperimentali
Per avere un termine di paragone sono anche stati simulati e fabbricati due array di patch rettangolari. Quest’ultimi, mostrati nelle due figure Fig. 1.67 e Fig. 1.68 che seguono, sono stati realizzati utilizzando un materiale di tipo LTCC a 3 strati. Sullo strato superiore si trovano i patch mentre tra i due strati inferiori è stata posta la rete di alimentazione.
Fig. 1.67 Fotografia dell’array 4 X 4. Fig. 1.68 Fotografia dell’array 2 X 2.
Anche l’array 4 X 4 è stato progettato in modo da minimizzare le onde superficiali attraverso una riduzione drastica del campo radiato lateralmente. Le simulazioni effettuate indicano che l’array 4 X 4 ha un guadagno pari a 18 dBi mentre l’array 2 X 2 ha un guadagno pari a 9 dBi. Il guadagno simulato del patch circolare è invece pari a 9.81 dBi. La figura Fig. 1.69 che segue mostra che l’ SLL simulato del patch circolare è pari a poco meno di 10 dB mentre il fascio principale ha un’ampiezza di 61.8°.
Fig. 1.69 Guadagno simulato del patch Fig. 1.70 Rappresentazione 3D del circolare nel piano φ=90°. guadagno simulato del patch
f = 60 GHz. circolare per f = 60 GHz.
Ricordiamo che il raggio del patch circolare è pari a 1400 μm.
Sempre osservando la figura Fig. 1.69 si nota un’asimmetria del pattern nelle due direzioni broad-side. Ciò è dovuto alla presenza della linea di alimentazione lungo l’asse Y come mostrato dalla figura Fig. 1.65. Il modulo di S11 del patch circolare è illustrato nella figura Fig. 1.71 che segue. Se prendiamo come riferimento |S11|= - 10 dB la banda relativa d’impedenza misurata è pari a poco più dell’uno per cento.
Fig. 1.71 Modulo di S11 misurato del patch circolare al variare della frequenza.
Seguono i grafici dei guadagni relativi dei due array rettangolari presentati all’inizio del paragrafo. Notiamo dalle due figure Fig. 1.73 e Fig. 1.74 come anche nel caso dell’array 4 X 4 si sia riusciti, grazie ad una progettazione mirata, ad avere un basso livello di radiazione lungo la direzione broad-side.
Fig. 1.72 Guadagno relativo misurato dell’array 2 X 2 nei due piani principali. f = 60 Ghz.
Fig. 1.73 Guadagno relativo misurato e guadagno relativo simulato dell’array 4 X 4 nel piano E . f = 60 Ghz.
Fig. 1.74 Guadagno relativo misurato e guadagno relativo simulato dell’array 4 X 4 nel piano H. f = 60 Ghz.
1.3.7 ANTENNA ON-CHIP CON CONDUTTORE MAGNETICO PER
APPLICAZIONI A LARGA BANDA INTORNO AI 60 GHz. [11]
Introduzione
Per sfruttare al meglio le frequenze intorno ai 60 GHz per applicazioni commerciali a larga banda è necessario implementare sezioni di front-end con prestazioni elevate ma costi relativamente contenuti. Una serie di antenne OCA (on-chip antenna) realizzate con tecnologia CMOS (complementary metal-oxide semiconductor) sono state progettate a questo fine. Tali antenne hanno però scarsi livelli di efficienza radiativa a causa sia della bassa resistività che dell’alto valore della costante dielettrica relativa dello strato di silicone. Tecniche sofisticate, quali ad esempio i processi PIP (proton implantation process), permettono un incremento dell’efficienza radiativa. L’applicazione delle suddette tecniche comporta però un aumento dei costi e maggiori difficoltà nell’integrare le antenne con altra circuiteria a microonde realizzata su silicone. In questo paragrafo viene proposta un’antenna OCA realizzata con tecnologia CMOS in cui è presente un piano di AMC (artificial magnetic conductor) posto tra l’antenna e il substrato dielettrico.
Fig. 1.75 Vista prospettica e sezione schematica dell’antenna.
Il piano di AMC presenta un coefficiente di riflessione prossimo a +1 nella banda 57 GHz– 64 GHz. Ciò migliora l’efficienza di radiazione per i due seguenti motivi:
1) Vi è una scarsa penetrazione del campo elettromagnetico incidente nello strato dielettrico e dunque si riducono le perdite in quest’ultimo.
2) Le onde riflesse interferiscono costruttivamente con quelle incidenti rinforzando così il campo radiato.
Il piano di AMC, descritto in dettaglio nella sezione seguente del paragrafo, è realizzato attraverso un pattern sul primo strato M1. Si veda la Fig. 1.75.
Per il patch si sono invece utilizzati tutti e 6 gli strati M1-M6 rimuovendo i layers metallici presenti tra essi. Al fine di aumentare la banda il patch è stato affiancato da due elementi parassiti e ne è stata ottimizzata la geometria. Un’alimentazione di tipo CPW (coplanar waveguide) è impiegata così da poter connettere facilmente il patch ad una sonda di tipo G-S-G (ground-signal-ground). Le dimensioni trasverse dell’intera struttura sono 1.55 mm x 1.55 mm. Il guadagno misurato nella banda 55 GHz -65 GHz è compreso tra -2.5 dBi e -1.5 dBi. Le simulazioni sono state effettuate usando il software HFSS.
Descrizione del piano di AMC
Il piano di AMC è una struttura periodica la cui unità elementare è la cella illustrata nella due figure Fig. 1.76 (a) e Fig. 1.76 (b) che seguono. Suddetta cella elementare, detta a fiocco di neve per il suo aspetto, ha un perimetro quadrato con lato La pari a 260 μm. Ricordiamo anche che essa è realizzata su M1 ovvero il primo dei sei strati rappresentati nella figura Fig. 1.75. L’intero piano di AMC include 36 celle elementari con disposizione 6 X 6 e ha dunque dimensioni trasverse pari a 1.55 mm X 1.55 mm. Quest’ultime sono anche le dimensioni trasverse dell’intera antenna.
Fig. 1.76 (a) Geometria della cella Fig. 1.76 (b) Dettaglio della cella a fiocco di neve. a fiocco di neve.
Il processo CMOS con cui è fabbricato il piano di AMC impone i seguenti vincoli
riguardo il layout del pattern:
1) Le dimensioni massime della singola striscia metallica sono 30 μm x 500 μm.
3) Non sono permessi angoli inferiori ai 90°.
Notiamo come tutti e tre i vincoli siano soddisfatti dalla geometria a fiocco di neve scelta. In particolare per soddisfare il terzo si ricorre allo "stratagemma" illustrato nella figura Fig. 1.76 (b).
Un semplice modello a parametri concentrati della cella elementare è il circuito risonante rappresentato nella figura Fig. 1.77.
Fig. 1.77 Modello a parametri concentrati della cella a fiocco di neve.
R rappresenta la resistenza dello strato di silicone sottostante.
C è generato sia dall’accoppiamento capacitivo tra le tracce metalliche che dall’accoppiamento di quest’ultime con il ground-plane.
L schematizza le proprietà induttive delle tracce.
Variando i due parametri Wc ed Lc, visibili nella figura Fig. 1.76 (a), si fissa la frequenza di risonanza.
Progetto del patch
Il patch , la cui immagine al microscopio è riportata nella figura Fig. 1.78, è stato ottimizzato ed affiancato da due elementi parassiti per ottenere le caratteristiche desiderate nella banda 57 GHz – 64 GHz.
Le dimensioni del patch sono 0.3 mm X 0.35 mm esclusi i due elementi parassiti. Notiamo l’alimentazione di tipo CPW ed i tre punti di contatto della sonda G-S-G.
Risultati
La figura Fig. 1.79 che segue mostra sia il valore simulato che quello misurato del modulo di S11 al variare della frequenza. Notiamo come il valore misurato sia ben al di sotto del valore di -10 dB in tutta la banda 56 GHz – 66 GHz.
Fig. 1.79 Valore simulato e valore misurato del modulo di S11.
La figura Fig. 1.80 illustra il guadagno simulato nei due piani principali per f=60 GHz. Il valore massimo del guadagno è -2.2 dBi. I valori tipici per strutture simili a quella qui proposta sono nell’ordine di -9 dBi. Il rapporto front-to-back è 16 dB.
A chiusura del paragrafo riportiamo il grafico dell’efficienza di radiazione simulata al variare della frequenza.
