Per poter realizzare fisicamente il filtro di uscita, occorre usare componenti che si trovano in commercio: perciò sono stati scelti i componenti con valore il più simile possibile a quelli di un filtro di Butterworth ideale: L1 = 47 uH, C2 = 3.3 uF, L3 = 33 uH, C4 = 0.68 uF.
C4b 0.68uF C4a 0.68uF 0 Vout- C2a 3.3uF L1b 47uH L3b 33uH Vout+ L3a 33uH L1a 47uH C2b 3.3uF Load 8
figura 4.33 Filtro di uscita del sistema.
Sono state effettuate varie simulazioni a vari valori della tensione di ingresso con le medesima frequenza, 1 kHz, e a varie frequenze con il valore della tensione di ingresso fissato,1.5 V.
Dapprima sono mostrate le tabelle con dati di THD con ingresso a frequenza fissata di 1 kHz e ampiezza di 0.5, 1, 1.5, 2 Volt.
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 7.777E-01 1.000E+00 -8.063E+00 0.000E+00 2 2.000E+03 1.835E-04 2.360E-04 1.715E+02 1.877E+02 3 3.000E+03 3.176E-04 4.083E-04 6.898E+01 9.317E+01 4 4.000E+03 3.726E-04 4.791E-04 2.730E+00 3.498E+01 5 5.000E+03 6.238E-04 8.022E-04 1.365E+02 1.768E+02 6 6.000E+03 3.420E-04 4.398E-04 -6.005E+01 -1.167E+01 7 7.000E+03 1.298E-03 1.669E-03 1.110E+02 1.674E+02 8 8.000E+03 8.171E-04 1.051E-03 1.100E+02 1.745E+02 9 9.000E+03 2.991E-03 3.846E-03 1.576E+02 2.301E+02 10 1.000E+04 4.919E-04 6.325E-04 -1.519E+01 6.544E+01
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 4.513489E-01 PERCENT
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 1.555E+00 1.000E+00 -8.162E+00 0.000E+00 2 2.000E+03 1.692E-04 1.088E-04 1.571E+02 1.735E+02 3 3.000E+03 3.612E-03 2.322E-03 7.217E+01 9.666E+01 4 4.000E+03 4.906E-04 3.154E-04 -1.152E+01 2.113E+01 5 5.000E+03 1.408E-03 9.052E-04 7.993E+01 1.207E+02 6 6.000E+03 1.209E-05 7.773E-06 -1.971E+01 2.926E+01 7 7.000E+03 1.536E-03 9.872E-04 1.328E+02 1.899E+02 8 8.000E+03 2.655E-04 1.707E-04 1.742E+02 2.395E+02 9 9.000E+03 3.865E-03 2.485E-03 1.641E+02 2.376E+02 10 1.000E+04 2.142E-03 1.377E-03 -2.996E+01 5.167E+01
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 3.924099E-01 PERCENT
figura 4.35 Dati di THD con ingresso di frequenza di 1 kHz e ampiezza di 1 V.
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 2.272E+00 1.000E+00 -1.587E+01 0.000E+00 2 2.000E+03 3.102E-04 1.365E-04 -5.042E+01 -1.868E+01 3 3.000E+03 1.239E-03 5.454E-04 2.306E+01 7.068E+01 4 4.000E+03 4.525E-04 1.992E-04 -3.267E+01 3.082E+01 5 5.000E+03 3.035E-03 1.336E-03 2.479E+01 1.041E+02 6 6.000E+03 1.712E-04 7.537E-05 -1.615E+02 -6.628E+01 7 7.000E+03 1.220E-03 5.369E-04 2.188E+01 1.330E+02 8 8.000E+03 5.895E-04 2.595E-04 -3.471E+01 9.227E+01 9 9.000E+03 6.972E-04 3.069E-04 1.205E+02 2.634E+02 10 1.000E+04 7.091E-04 3.121E-04 5.942E+01 2.181E+02
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 1.641062E-01 PERCENT
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 3.105E+00 1.000E+00 -8.470E+00 0.000E+00 2 2.000E+03 4.847E-03 1.561E-03 -3.625E+01 -1.931E+01 3 3.000E+03 3.992E-02 1.286E-02 2.549E+01 5.090E+01 4 4.000E+03 6.308E-03 2.031E-03 1.167E+02 1.506E+02 5 5.000E+03 4.866E-02 1.567E-02 1.612E+02 2.036E+02 6 6.000E+03 1.071E-03 3.449E-04 -4.535E+01 5.473E+00 7 7.000E+03 4.386E-02 1.413E-02 -5.630E+01 2.987E+00 8 8.000E+03 3.073E-03 9.898E-04 -1.054E+02 -3.764E+01 9 9.000E+03 3.194E-02 1.029E-02 5.663E+01 1.329E+02 10 1.000E+04 5.339E-03 1.720E-03 2.552E+01 1.102E+02
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.696019E+00 PERCENT
figura 4.37 Dati di THD con ingresso di frequenza di 1 kHz e ampiezza di 2 V.
In figura riassuntiva 4.38 sono riportati i valori del THD al variare della tensione di ingresso.
Si nota che più il valore della tensione di ingresso si avvicina ai limiti progettuali e più il valore del THD cresce anche di un ordine di grandezza.
frequenza sinusoide ingresso ampiezza sinusoide ingresso THD
1 K Hz 0,5 V 0,4513489%
1 K Hz 1,0 V 0,3924099%
1 K Hz 1,5 V 0,1641062%
1 K Hz 2,0 V 2,6960190%
figura 4.38 Valore del THD al variare della tensione di ingresso
Adesso sono mostrate le tabelle con dati di THD con ingresso con ampiezza fissata di 1.5V e frequenze di 200 Hz, 2kHz, 20 kHz.
Sono mostrati anche i grafici dell’ uscita in modo da verificare che effettivamente il sistema ha guadagno in ampiezza pari a 12.5 e che la banda si estende fino a 20 kHz: per un ingresso di
ampiezza 1.5 l’uscita dovrebbe essere pari a 1.5 * 12.5 = 18.75 a centro banda, e pari a 18.75 / 1.4142 = 13.258 alla frequenza di 20 kHz, valore a centro banda – 3 dB.
figura 4.39 Tensione di uscita con ingresso di ampiezza 1.5 V e frequenza 200Hz.
Il picco si vede che pari è a 18.746V.
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 2.000E+02 2.344E+00 1.000E+00 -7.365E+01 0.000E+00 2 4.000E+02 4.974E-05 2.122E-05 -1.324E+01 1.340E+02 3 6.000E+02 3.620E-04 1.545E-04 -1.312E+02 8.978E+01 4 8.000E+02 6.705E-05 2.861E-05 1.415E+02 4.360E+02 5 1.000E+03 9.058E-04 3.865E-04 8.146E+01 4.497E+02 6 1.200E+03 5.142E-05 2.194E-05 -1.344E+02 3.075E+02 7 1.400E+03 4.316E-04 1.842E-04 -4.796E+01 4.676E+02 8 1.600E+03 1.109E-04 4.732E-05 3.788E+01 6.271E+02 9 1.800E+03 9.762E-05 4.165E-05 -4.517E+01 6.176E+02 10 2.000E+03 1.353E-04 5.774E-05 -2.340E+01 7.131E+02
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 4.649735E-02 PERCENT
figura 4.41 Tensione di uscita con ingresso di ampiezza 1.5 V e frequenza 2kHz.
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 2.000E+03 2.348E+00 1.000E+00 -1.645E+01 0.000E+00 2 4.000E+03 4.972E-04 2.117E-04 9.786E+01 1.308E+02 3 6.000E+03 3.793E-03 1.615E-03 2.801E+01 7.736E+01 4 8.000E+03 1.019E-03 4.340E-04 -1.322E+01 5.259E+01 5 1.000E+04 8.073E-03 3.438E-03 2.136E+01 1.036E+02 6 1.200E+04 2.041E-03 8.694E-04 -1.138E+02 -1.511E+01 7 1.400E+04 5.496E-03 2.340E-03 -8.880E+01 2.635E+01 8 1.600E+04 3.527E-03 1.502E-03 6.810E+01 1.997E+02 9 1.800E+04 3.061E-03 1.303E-03 -1.610E+01 1.320E+02 10 2.000E+04 7.229E-04 3.079E-04 5.819E+01 2.227E+02
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 4.994620E-01 PERCENT
figura 4.43 Tensione di uscita con ingresso di ampiezza 1.5 V e frequenza 20kHz
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 2.000E+04 1.620E+00 1.000E+00 1.579E+02 0.000E+00 2 4.000E+04 4.027E-03 2.485E-03 4.518E+01 -2.706E+02 3 6.000E+04 1.131E-03 6.980E-04 7.085E+00 -4.665E+02 4 8.000E+04 8.584E-04 5.297E-04 -1.355E+00 -6.329E+02 5 1.000E+05 9.102E-04 5.617E-04 8.151E+00 -7.812E+02 6 1.200E+05 6.066E-04 3.743E-04 4.299E+00 -9.430E+02 7 1.400E+05 9.526E-04 5.879E-04 -4.170E+00 -1.109E+03 8 1.600E+05 2.775E-04 1.713E-04 -1.954E+01 -1.283E+03 9 1.800E+05 4.970E-04 3.067E-04 -2.830E+01 -1.449E+03 10 2.000E+05 4.907E-04 3.028E-04 4.586E+01 -1.533E+03
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.821364E-01 PERCENT
figura 4.44 Dati di THD con ingresso di ampiezza di 1.5 V e di frequenza di 20 kHz
Nella figura 4.45 si riassume quanto precedentemente esposto.
frequenza sinusoide ingresso ampiezza sinusoide ingresso THD
200 Hz 1,5 V 0,0464974%
2 K Hz 1,5 V 0,4994620%
20 K Hz 1,5 V 0,2821364%
figura 4.45 Valori del THD al variare della frequenza d’ingresso
Dai grafici sopra riportati, si noto che il sistema amplifica correttamente, a meno di qualche decimo, e che il valore del THD è più basso a frequenze basse, mentre si attesta su valori di 10-3 alle altre frequenze rientrando negli obiettivi che si erano preposti inizialmente.
Nel grafico successivo sono rappresentati i segnali di ingresso, di uscita prima del filtro, e di uscita dopo il filtro:
figura 4.46 Andamenti delle tensioni d’ingresso, di uscita prima del filtro e di uscita dopo il filtro.
La temperatura è un altro parametro che influenza l’uscita dell’amplificatore.
Per rendere conto di tali effetti, si è fatto variare la temperatura rispetto a quella di 27°C con cui abbiamo svolto le precedenti simulazioni.
Di seguito sono riportati i risultati ottenuti simulando in diverse condizioni di temperatura.
La simulazione è stata condotta sulla soluzione di filtro a 4 poli con una frequenza di lavoro dell’onda triangolare di 400 KHz.
**** FOURIER ANALYSIS TEMPERATURE = 0.000 DEG C
****************************************************************************** FOURIER COMPONENTS OF TRANSIENT RESPONSE I(R_R44)
DC COMPONENT = -8.012528E-04
HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED PHASE NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 2.333E+00 1.000E+00 -8.203E+00 0.000E+00 2 2.000E+03 4.506E-04 1.932E-04 9.768E+01 1.141E+02 3 3.000E+03 2.006E-03 8.600E-04 4.287E+01 6.747E+01 4 4.000E+03 4.090E-04 1.753E-04 -7.184E+01 -3.903E+01 5 5.000E+03 4.909E-03 2.104E-03 4.144E+01 8.245E+01 6 6.000E+03 5.823E-04 2.496E-04 2.188E+01 7.109E+01 7 7.000E+03 1.923E-03 8.245E-04 4.406E+01 1.015E+02 8 8.000E+03 5.349E-04 2.293E-04 3.713E+01 1.028E+02 9 9.000E+03 1.494E-03 6.406E-04 1.547E+02 2.285E+02 10 1.000E+04 1.319E-03 5.654E-04 -1.096E+02 -2.755E+01
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.600171E-01 PERCENT
figura 4.48 Dati del THD con ingresso di ampiezza 1.5V, di frequenza 1KHz ed alla temperatura
di 0°C
Dal confronto con il THD trovato con una temperatura di 27°C, figura 4.36, si nota che la distorsione armonica rimane dello stesso ordine di grandezza.
Si deve ricordare che il valore del THD non è comunque esatto per le considerazioni riportate sopra. Successivamente si è simulato con una temperatura di 100°C.
Anche in questo caso, sempre riferendoci alla stessa configurazione circuitale, abbiamo notato che il valore del THD è rimasto praticamente immutato.
**** FOURIER ANALYSIS TEMPERATURE = 100.000 DEG C
******************************************************************************
FOURIER COMPONENTS OF TRANSIENT RESPONSE I(R_R44)
DC COMPONENT = -8.568738E-04
HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED PHASE NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 2.333E+00 1.000E+00 -8.197E+00 0.000E+00 2 2.000E+03 4.965E-05 2.128E-05 1.171E+02 1.335E+02 3 3.000E+03 3.014E-03 1.292E-03 6.380E+01 8.839E+01 4 4.000E+03 1.704E-04 7.306E-05 9.888E+01 1.317E+02 5 5.000E+03 4.582E-03 1.964E-03 3.716E+01 7.814E+01 6 6.000E+03 5.839E-04 2.503E-04 -1.649E+02 -1.157E+02 7 7.000E+03 3.118E-04 1.336E-04 1.714E+02 2.288E+02 8 8.000E+03 1.397E-03 5.990E-04 -6.910E+00 5.866E+01 9 9.000E+03 2.112E-03 9.056E-04 4.680E+01 1.206E+02 10 1.000E+04 1.343E-03 5.756E-04 1.518E+01 9.715E+01
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.669064E-01 PERCENT
figura 4.49 dati del THD con ingresso di ampiezza 1.5V, di frequenza 1kHz ed alla temperatura di 100°C
**** FOURIER ANALYSIS TEMPERATURE = 150.000 DEG C
****************************************************************************** FOURIER COMPONENTS OF TRANSIENT RESPONSE I(R_R44)
DC COMPONENT = -8.383857E-04
HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED PHASE NORMALIZED NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 2.332E+00 1.000E+00 -8.195E+00 0.000E+00 2 2.000E+03 8.267E-04 3.544E-04 8.326E+01 9.965E+01 3 3.000E+03 2.872E-03 1.231E-03 6.269E+01 8.728E+01 4 4.000E+03 5.245E-04 2.249E-04 -9.584E+01 -6.306E+01 5 5.000E+03 3.771E-03 1.617E-03 3.844E+01 7.941E+01 6 6.000E+03 1.911E-03 8.192E-04 -1.730E+02 -1.239E+02 7 7.000E+03 1.319E-03 5.653E-04 1.569E+01 7.306E+01 8 8.000E+03 9.449E-04 4.051E-04 2.333E+01 8.889E+01 9 9.000E+03 1.455E-03 6.238E-04 -1.774E+02 -1.036E+02 10 1.000E+04 2.466E-03 1.057E-03 -9.483E+01 -1.288E+01
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.639660E-01 PERCENT
figura 4.50 Dati del THD con ingresso di ampiezza 1.5V, di frequenza 1kHz ed alla temperatura
di 150°C
Si riporta una figura riassuntiva di quanto esposto precedentemente.
temperatura THD
0°C 0,2600171% 100°C 0,2669064% 150°C 0,2629660%
Da queste simulazioni in temperatura si è concluso che l’amplificatore progettato è abbastanza insensibile a variazioni della temperatura e si rientra nei valori prefissati nelle specifiche di progetto.
4.10 Rendimento dell’amplificatore
Il rendimento dell’amplificatore è stato calcolato come il rapporto tra potenza utile sul carico e la potenza erogata dall’alimentazione:
E U P P =
η
4.33Fornendo al sistema in ingresso un tono di frequenza 1 kHz e ampiezza pari a 1.5 Volt, dalle simulazioni eseguite con SPICE si può vedere che il valore massimo della tensione sul carico è pari a 18.8 Volt, per cui la potenza sul carico è pari a:
(
)
W W R V P LOAD LOAD M U 22.1 8 * 2 8 . 18 * 2 2 2 _ = = = 4.34Mentre la potenza erogata dall’alimentazione, considerando solo la potenza erogata dall’alimentazione di 25 Volt e trascurando la potenza erogata dalle alimentazioni da +5 e -5 Volt, che è molto piccola, è pari a0.97 A, dopo aver visto con SPICE il valore medio del modulo della corrente erogata dall’alimentazione:
W W
I V
PE = CC * Vcc =25*0.97 =24.25 4.35
Per cui il rendimento, in queste condizioni, è pari a:
% 1 . 91 25 . 24 1 . 22 = = = E U P P
η
4.36Invece per un segnale di ingresso sempre di 1 kHz, ma di 2 Volt di ampiezza, il valore massimo della tensione in uscita è pari a 24 Volt circa anziché 25, a causa della caduta sui transistori di
potenza, mentre il valore medio del modulo della corrente erogata dall’alimentazione è pari a 1.68 A:
( )
W W R V P LOAD LOAD M U 36 8 * 2 24 * 2 2 2 _ = = = 4.37 W I V PE = CC* Vcc =25*1.68=42 4.38 % 7 . 85 42 36 = = = E U P Pη
4.394.11 Realizzazione del PCB
Il PCB è stato realizzato con OrCAD Layout Plus.
Nel caso di massima potenza fornita in uscita, quando in ingresso al sistema è applicato un segnale di 2 Volt, la potenza erogata dall’alimentazione è pari a 42 W, mentre quella che finisce sul carico è pari a circa 36 W.
Il resto della potenza viene dissipata sostanzialmente dai quattro transistori MOS di potenza, e ognuno di loro dissipa circa:
W PD 1.5 4 36 42 = − = 4.40
Dai Data Sheet dei transistori di potenza è possibile leggere che la massima temperatura a cui può lavorare la giunzione è 150 gradi per il transistore IRF530 e 175 gradi per il IRF9530.
Tuttavia la temperatura a cui lavora il transistor, tanto più è elevata, e tanto più limita la corrente massima di drain che il transistor può erogare.
figura 4.52 Massima corrente di Drain in funzione della temperatura del case per il transistor IRF9530
Come temperatura massima di giunzione, per effettuare i calcoli per la scelta del dissipatore, sono stati scelti 100 gradi, in modo che la temperatura massima di funzionamento sia sempre al di sotto di quella critica, con benefici per ciò che riguarda l’affidabilità del sistema.
Supponendo una temperatura esterna pari a 40 gradi, e impostando come temperatura massima per la giunzione 100 gradi, è necessaria una resistenza termica giunzione-ambiente pari a:
W C P T T P T T D a j ja D ja a j 40 / 5 . 1 40 100 * ⇒ = − = − = 0 = −
θ
θ
4.41Dai data sheet dei transistori IRF530 e IRF9530 si può vedere che la loro resistenza termica giunzione-ambiente θja è pari a 62.5 e 62 oC/W rispettivamente, per cui è necessario l’utilizzo di un dissipatore per portar via il calore in eccesso.
Le resistenze termiche giunzione-case θjc dei transistori sono pari a 1.6 e 1.7 oC/W per i transistori IRF530 e IRF9539 rispettivamente, per cui, trascurando la resistenza termica case-ambiente che va in parallelo a quella del dissipatore, molto più piccola come si vede più avanti, chiamando la resistenza termica case-dissipatore θCD di circa 0.5 oC/W, come detto nel data sheet, e chiamando la resistenza termica dissipatore-ambiente θDA, si ottiene:
W C CD jc ja DA DA CD jc ja 40 1.7 0.5 37.8 / 0 = − − = − − = ⇒ + + =
θ
θ
θ
θ
θ
θ
θ
θ
4.42figura 4.53 Schema equivalente per la resistenza termica
Come dissipatore è stato scelto un dissipatore per contenitori TO-220 il case dei transistor di potenza usati, mostrato in figura:
La sua resistenza termica è pari a 7.6 oC/W che come si vede è abbastanza trascurabile rispetto alla resistenza termica case-ambiente θCA = θJA – θJC = 62 – 1.7 = 61.3 oC/W per il IRF9530, e 62.5 – 1.6 = 60.9 oC/W per il IRF530: tuttavia la resistenza termica giunzione-ambiente del parallelo risulterà ancora minore di quella del dissipatore, cioè migliore per ciò che riguarda la dissipazione del calore. Sono stati inseriti nel circuito anche dei condensatori di by-pass fra le alimentazioni e massa, che presentano bassa impedenza alle alte frequenze, e in questo modo tagliano le correnti dovute ai fenomeni induttivi sulle linee, che si richiudono a massa.
I condensatori di by-pass sono piazzati vicino a ogni jack di ingresso, uscita e alimentazione e vicino ai pin di alimentazione dei componenti del circuito.
Dopodiché sono stati realizzati con Library Manager i footprint dei componenti necessari per la realizzazione della scheda e non presenti nelle librerie di default, ovvero:i contenitori TO-220 con montato il dissipatore, i condensatori ceramici e quelli a pellicola in poliestere usati nel filtro, e le induttanze.
La descrizione dei componenti usati è presente in appendice.
Il PCB è stato realizzato a quattro strati: due strati esterni, uno interno riservato alle linee di alimentazione, e un piano di massa interno.
In seguito si è proceduto al dimensionamento delle piste, in modo che la sovratemperatura di queste non fosse superiore ai 10 gradi centigradi.
In base ai risultati ottenuti con le simulazioni effettuate con SPICE, si è visto che nella circuiteria di ingresso e di pilotaggio dello stadio di uscita vi sono correnti di pochi milliampere che dunque non danno problemi riguardo allo spessore delle piste: per cui per quelle connessioni, è stato scelto uno spessore di pista pari a 6 mils, e non inferiore per non avere problemi nella realizzazione fisica della scheda.
Riguardo alle piste che collegano i dispositivi dello stadio di uscita, il filtro di uscita, il carico e l’alimentazione di 25 Volt, dalle simulazioni si è visto che nel caso peggiore la corrente media, cioè il valore efficace della corrente, è di valore di poco sopra i 2 Ampere; per dimensionare le piste si è preso un valore di 3 Ampere, ottenendo per le piste uno spessore di 50 mils per quelle esterne, e 180 mils per quelle interne.
Inoltre, nella realizzazione del PCB si è cercato di evitare il più possibile che le piste facessero angoli maggiori di 45 gradi, in modo da non avere un accumulo di cariche negli angoli.
Per abbattere il crosstalk, che comunque non ha grande peso visto le “basse” frequenze dei segnali che “viaggiano” nell’amplificatore, i centri delle piste sono stati distanziati fra di loro di 3W, dove W indica la larghezza della pista.
Sono state effettuate misure di crosstalk con il programma della ULTRACAD DESIGN, ottenendo i seguenti valori, per le piste più critiche, cioè piste più lunghe, osservando il report Netlen e sulle quali viaggiano i segnali a più alta frequenza, e ipotizzando di essere nella condizione peggiore cioè piste distanti fra loro di 3W:
figura 4.60 Calcolo del crosstalk di Vout-
I dati inseriti nel programma sono: la lunghezza della pista su cui viaggia il segnale Vout-, che è pari a 7227 mils, come riportato nel report Netlist; Er del FR4, che è pari a 4.5; il tempo di salita del segnale, pari al rise time dei transistori di potenza, 50 ns; la distanza minima fra le piste, 150 mils, dato che la pista è larga 50 mils.
Si è ottenuto un crosstalk di -75.2 dB.
figura 4.62 Calcolo del crosstalk di Vout+
Dall’analisi del file Statistics,si vede che l’area della board è di 114.2 pollici quadrati, la superficie coperta dai componenti è di 20.9 pollici quadrati, dunque ci sono 5.45 pollici quadrati di scheda per ogni pollice quadrato di componenti.
Inoltre, sempre dal file statisctics, si può leggere che non è presente nessuna Via nel PCB.
4.12 Ingresso digitale
In questa sessione si vuole porre l’amplificatore audio in uscita ad un segnale digitale prodotto da un lettore CD.
Per poter adattare il segnale digitale all’ingresso dell’amplificatore che, come esposto nei capitoli precedenti ha un ingresso analogico con tensione di valore picco picco di 4Volt, sono necessari un convertitore digitale analogico ed una circuito in grado di adattare l’uscita del convertitore con l’ingresso dell’amplificatore audio.
In uscita dal lettore CD si trova un segnale digitale PCM e quindi si devono cercare convertitori in grado di accettare questo tipo di segnale.
Sotto è riportato lo schema a blocchi del sistema.
figura 4.63 Schema a blocchi
Un componente adatto per lo scopo sopra citato è il convertitore AD1851 prodotto da Analog Device.
L’AD1851 è un convertitore audio monolitico per segnali PCM, capace di accettare in ingresso 16 bit e produrre un’uscita analogica di tensione.
La parte digitale del dispositivo è fabbricata con elementi a logica a CMOS, mentre quella analogica è composta da transistori bipolari, MOS e resistenze a film molto sottili.
La buona progettazione di queste parti e l’utilizzo che tecnologie avanzate per la fabbricazione del convertitore portano ad avere alte performance audio ed un basso valore del THD.
Anche i glitch presenti sull’ uscita sono bassi abbassando notevolmente i disturbi amplificati in cascata dall’amplificatore in classe D switching e quindi migliorando la qualità del suono prodotta dall’ intero sistema.
L’amplificatore di uscita del convertitore ha un elevato valore dello slew rate.
Lo slew rate è un parametro molto importante che determina la bontà dell’amplificatore, in quanto definisce la velocità massima con cui può variare il segnale di ingresso senza che l’uscita venga distorta.
Il valore della massima velocità di variazione è infatti di 9 V/us.
Il valore della tensione d’uscita varia tra il valore di –6 Volts e + 6 Volts con una corrnte sul carico pari 8mA.
tra –1 mA e +1 mA al posto ella tensione suddetta.
La tensione di alimentazione del dispositivo è di +/- 5 Volts e funziona con temperature che variano tra – 25°C e + 70°C.
La tensione di alimentazione è la stessa utilizzata nel progetto dell’amplificatore e quindi non si aggiungono complessità progettuali e realizzative ulteriori.
Infatti non si devono creare sia nuove piste in cui far passare l’eventuale nuova tensione, sia nuovi fori dai quali poter accedere dall’esterno.
Un dato da tener conto se in un futuro il dispositivo venisse piazzato su di un PCB è la dissipazione di potenza che risulta essere di 100 mWatts e quindi necessiterebbe di eventuali dissipatori di calore.
Sotto è mostrato il diagramma a blocchi funzionale dell’AD1851
figura 4.64 Schema blocchi funzionale
L’AD1851 ha un THD di - 90dB, pari a 0,00316%, valore abbastanza basso e questo è molto importante in quanto è a monte dell’amplificatore audio ed un eventuale valore elevato di questo parametro causerebbe forti distorsioni del segnale d’uscita.
Come esposto nella formula 4518 di pagina 50, il THD è definito come il rapporto tra la potenza del residuo di distorsione e quella della componente utile del segnale
1 2 1) /2 2 2 ( A d A P D= d = eff 4.43
con
∑
+∞ = + = + − − = 2 0 1 0 1 0 2 cos(2 ) 2 cos(2 ) ) ( ) ( k k t kf A t f A A t y t d kπ
θ
θ
π
4.44Per trovare il valore del THD dell’intero sistema si ipotizza nullo il contributo del THD relativo al blocco che adatta il segnale proveniente dal convertitore digitale analogico AD1851 all’ingresso analogico dell’amplificatore audio in classe D switching precedentemente descritto.
Come valore del THD dell’amplificatore audio si prende quello relativo al filtro del quarto ordine con frequenza del generatore di onda triangolare pari a 400 KHz.
THD amplificatore = 0,1641062% pari a
THD amplificatore = -55,70 dB.
La distorsione introdotta dal convertitore digitale analogico è quindi trascurabile rispetto a quella introdotta dall’amplificatore e quindi il THD dell’intero sistema è quello introdotto dalla parte analogica del dispositivo.
Il costo dell’AD1851 è di 4,65 $ pari a circa 3,58 € per acquisti di quantità superiori ai 1000 pezzi.
4.12.1 Adattatore
Si deve adattare l’uscita del convertitore digitale analogico all’ingresso dell’amplificatore audioin classe D switching.
In uscita si trova un segnale sinusoidale la cui ampiezza picco picco è di 6 Volts, come precedentemente trattato, che deve essere amplificato con un coefficiente < 1 per arrivare ad un valore di picco picco di 4 Volts.
Infatti, l’amplificatore audio accetta un segnale con valore massimo di 2 Volts.
Al di sopra di questo limite entrano in funzione i due diodi zener DZ1 e DZ2 posti a protezione dell’amplificatore e tagliano il segnale di ingresso e di conseguenza il segnale di uscita non è più una replica fedele del segnale dato in ingresso all’amplificatore.
Per adattare il segnale si usa un amplificatore invertente con amplificazione di - 2/3 seguito da un amplificatore invertente con amplificazione – 1 per riottenere il segno corretto.
Di seguito è riportato lo schema circuitale e l’equazione che regolano le funzioni di trasferimento del sistema adattatore.
figura 6.3 Schema circuitale dell’adattatore 67 , 0 33 22 2 1 = = − = K K R R titore Voutconver V 4.45 1 1 1 3 4 − = − = − = K K R R V catore Vinamplifi 4.46
Quindi se il valore di Voutconvertitore fosse di 3 Volts, Vinamplificatore sarebbe di 2 Volts compatibile con l’ingresso dell’amplificatore.
Capitolo 5
Costi dell’amplificatore
Una parte importante dell’intero lavoro è la caratterizzazione dei costi dei componenti presenti nel progetto.
Per determinare i prezzi dei componenti utilizzati nell’amplificatore è stato utilizzato sia il catalogo RS sia siti venditori di alcuni componenti non presenti sul catalogo RS.
I prezzi rilevati sono diversi a seconda delle quantità che si intende ordinare e le loro variazioni possono raggiungere il 100% come nel caso del diodo D1N914 che passa da 0,30 € a 0,60 €.
Nella tabella seguente, sono riportati i nomi dei componenti, il numero necessario per la realizzazione del progetto, i prezzi riferiti ad ordini di piccole e grandi quantità ed il costo totale dell’amplificatore audio, non considerando il costo per la realizzazione del PCB che, come detto nei paragrafi precedenti è formato da 4 layers.
I costi delle resistenze non cambiano anche se variano i valori in ohm delle resistenze stesse e quindi nella tabella sono state messe in un’unica riga.
Componente Quantità € q<5 € q>26 Totale € q<5 Totale € q>26 resistenza 39 0,21 0,14 8,19 5,46 cbp 21 3,73 3,42 78,33 71,82 C 150pF 1 0,97 0,76 0,97 0,76 C 1nF 1 0,62 0,50 0,62 0,50 C 470pF 2 0,50 0,41 1,00 0,82 C 0.47uF 4 2,22 2,00 8,88 8,00 C 0.1uF 4 1,16 1,00 4,64 4,00 C 3.3uF 2 6,64 6,11 13,28 12,22 C 0.68uF 2 2,75 2,46 5,50 4,92 L 33uH 2 9,99 9,29 19,98 18,58 L 47uH 2 9,99 9,29 19,98 18,58 LM118 5 1,05 - 5,25 - LM119 4 1,05 - 4,20 - D1N914 1 0,60 0,30 0,60 0,30 ZVN4244A/ZTX 2 7,48 4,42 14,96 8,84 ZVP4244A/ZTX 2 7,48 4,42 14,96 8,84 1N5225 4 0,46 0,27 1,84 1,08 MBR360 2 3,53 2,13 7,06 4,26 IRF9530 2 1,48 0,82 2,96 1,64 IRF530 2 0,60 - 1,20 -
Prezzo totale componenti€ 214,40 170,62
figura 5.1 Tabella riassuntiva dei costi
In alcuni casi, come per LM118, LM119 e IRF530, non sono stati trovati i prezzi riferiti ad ordinazioni quantità maggiori di un certo numero e quindi, nel computare il costo totale della scheda, sono stati assegnati i prezzi più alti.
Al costo totale dei componenti necessari per la realizzazione dell’amplificatore audio, si devono sommare i costi dei dissipatori termici e della pasta a conduzione termica che fa aderire il dissipatore termico ai componenti che in questo amplificatore sono IRF530 e IRF9530, come riportato nelle tabella seguente.
Componente Quantità € q<5 € q>26 Totale € q<5 Totale € q>26
dissipatore 4 1,58 1,34 6,32 5,36
pasta 1 5,62 4,40 5,62 4,40
costo totale parte termica € 11,94 9,76
figura 5.2 Tabella dei costi
Quindi il costo totale della scheda comprensiva dei componenti e della parte termica è di € 226,34 per ordini corrispondenti a piccoli numeri, mentre è di € 180,38 per ordini corrispondenti a grandi numeri.
Si divide l’amplificatore audio in sottoparti in modo da valutare l’incidenza di queste sottoparti sul costo totale.
I vari sottoblocchi sono elencati nella tabella seguente, dove ad ogni sottoblocco sono associati i dispositivi necessari per il loro funzionamento.
5.1 Blocco d’ingresso
figura 5.3 schema circuitale del blocco di ingresso