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Antenna SIW per tecnologia LoRa

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Academic year: 2021

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(1)

U

NIVERSITÀ DI

P

ISA

S

CUOLA DI

I

NGEGNERIA

CORSO DI LAUREA MAGISTRALE IN

I

NGEGNERIA DELLE

T

ELECOMUNICAZIONI

Tesi di Laurea

ANTENNA SIW PER TECNOLOGIA LORA

Relatori:

Prof. Ing. Paolo NEPA

Prof. Ing. Giuliano MANARA

Dr. Ing. Andrea MICHEL

Candidato:

STV (AN) Alberto

PALUMBO

(2)
(3)

DEDICA A mio zio Giovanni

(4)
(5)

Indice

Introduzione ... 3

1 Tecnologia LoRa ed antenne SIW ... 5

1.1 Internet of Things (IoT) ... 5

1.2 Tecnologia LoRa ... 6

1.3 Wi-Fi vs LoRa ... 7

1.4 Antenne e moduli LoRa in commercio ... 8

1.5 Teoria SIW ... 13

1.6 Antenne con tecnologia SIW ... 14

2 Realizzazione teorica dell‘Antenna SIW per applicazioni LoRa ... 18

2.1 Eighth-Mode Substrate Integrated Resonator Antenna ... 19

2.1.1 Cavità risonante SIW ... 20

2.1.2 Principio teorico del ‘taglio’ ... 21

2.1.3 Half-Mode SIW ... 23

2.1.4 Quarter-Mode SIW ... 24

2.1.5 Eighth-Mode SIW ... 25

2.2 Eighth-Mode SIW with microstrip ... 26

2.3 Riepilogo risultati ottenuti ... 27

3 Realizzazione Prototipo ed Analisi della Robustezza ... 30

3.1 Proof-of-Concept in CST ... 30

3.2 Stampa layout e prototipazione ... 32

3.3 Analisi della Robustezza ... 34

3.3.1 Analisi della densità di energia ... 36

3.3.2 Analisi Corpo Umano ed estensione del piano di massa ... 37

3.3.3 Analisi delle variazioni percentuali... 40

3.4 Riscontro test finali sulla Robustezza... 42

(6)

Conclusioni ... 46

Bibliografia ... 47

Lista Figure e Tabelle ... 49

Ringraziamenti ... 51

(7)

Introduzione

Negli ultimi decenni si è assistito ad un rapido sviluppo tecnologico che ha reso possibile la connessione tra dispositivi elettronici.

Ciascuna persona, oggetto o animale può essere dotato di dispositivi wireless in grado di trasmettere informazioni con altri devices e con il mondo esterno, creando una rete globale meglio conosciuta come Internet of Things, termine coniato da Kevin Ashton nel 1999.

Tra le tecnologie abilitanti dell’Internet of Things si annoverano la tecnologia Radio Frequency Identification (RFID), Zigbee, ecc...

Per applicazioni IoT che richiedono la comunicazione a lunga distanza, ma con basse velocità di trasmissione dati, è spesso utilizzata la tecnologia LoRa (Long Range), in particolare per l’analisi ed il monitoraggio a distanza di sensori (lettura di contatori dell’acqua o dell’elettricità), per il tracking di oggetti o animali, per segnalazioni di allarme.

Attualmente, le antenne in commercio, che si basano su questa tecnologia sono costituite da monopoli.

Tuttavia, in alcune nuove applicazioni questa tipologia di antenne non è utilizzabile, in quanto non facilmente integrabile in strutture già esistenti.

Una delle idee che sta prendendo piede è quella di sfruttare la tecnologia LoRa per fare il tracking di persone, condividendo periodicamente le coordinate GPS del luogo in cui essa si trova.

Per rendere indossabile l’antenna del dispositivo LoRa (865-868 MHz), in questo lavoro di tesi è stato deciso di utilizzare la tecnologia Substrate Integrated Waveguide (SIW), che permette la realizzazione di antenne indossabili robuste, a basso profilo e a basso costo.

Nel primo capitolo sarà brevemente descritta la tecnologia LoRa e la teoria della tecnologia SIW, analizzando lo stato dell’arte delle antenne SIW indossabili presenti in letteratura.

Nel secondo capitolo sarà descritta la progettazione dell’antenna mediante l’uso del software commerciale CST Microwave Studio®.

Nel terzo capitolo, invece, saranno presentate delle misure effettuate su un prototipo di antenna SIW.

(8)

Sarà inoltre mostrata un’analisi teorica-simulata per migliorare la robustezza delle prestazioni dell’antenna alla presenza del corpo umano.

(9)

1 Tecnologia LoRa ed antenne SIW

1.1

Internet of Things (IoT)

L'internet delle cose associa il tema di Intenet con gli oggetti reali della vita di tutti i giorni, oggetti (e dispositivi) che saranno sempre più connessi e che stanno dando vita a una rete ancora più fitta che necessita di controllo, automazione e rilevamento.

Alcuni esempi di dispositivi sempre più interconnessi ed interattivi con il mondo IoT, sono:

• Termostati;

• Videocamere;

• Rilevatori di luminosità;

• Rivelatori di umidità;

• Orologi;

• Wearable (oggetti da indossare);

• Sensori ambientali e territoriali.

I dispositivi IoT si indirizzano di solito alla realizzazione di servizi di lunga durata, anche di cinque-otto anni.

Occorre quindi scegliere una connettività di rete che sia sicuramente supportata per questo periodo. A causa dell’incertezza sulla longevità delle reti 2G, gli sviluppatori devono prendere in considerazione soluzioni alternative di connettività che siano in grado di garantire non solo la certezza di un supporto a lungo termine, ma anche il rispetto delle esigenze di basso consumo, comunicazioni a lungo raggio e basso costo, tipiche delle più diffuse applicazioni IoT.

(10)

1.2

Tecnologia LoRa

Fra i possibili candidati, la tecnologia LoRa (Long Range) presenta notevoli credenziali tecniche ed è già in uso in applicazioni che richiedono un’affidabile capacità di comunicazione su distanze di diversi km, come i sistemi wireless di lettura di strumenti e controllo dell’illuminazione stradale. Questa tecnologia a basso consumo per reti WAN o LpWAN (Low-power Wide Area Network) supporta una velocità dei dati da 0,3 kbps a 50 kbps, in funzione della distanza e della durata dei messaggi (1).

Gli end-points comunicano con una topologia di rete a stella mediante un collegamento wireless

single-hop con la possibilità di collegarsi a più gateway, per garantire la ridondanza del

collegamento (1).

Figura 1.1 Struttura architetturale LoRa

Un aspetto di notevole importanza per le applicazioni IoT è la cifratura incorporata nelle reti LoRa, che consente di offrire una struttura di protezione dei dati personali o delle funzioni critiche dagli attacchi informatici.

Il suo schema di modulazione a largo spettro consente un’operatività a lungo raggio e un’elevata capacità di rete, con bassa potenza a radiofrequenza (1).

Grazie alla richiesta energetica contenuta, l’end-point di una rete LoRa con alimentazione a batteria può funzionare per molti anni, apportando un sensibile effetto sui costi operativi di rete. Tuttavia c’è ancora un possibile ostacolo, in quanto anche se diversi Paesi europei stanno definendo il quadro legislativo per le reti LoRa, questi accordi non sono stati ancora conclusi e oggi le reti pubbliche non sono molto diffuse.

(11)

In ogni caso si prevede che, una volta definiti gli aspetti legislativi, ci sarà una rapida accelerazione delle reti pubbliche LoRa (1).

Verrà in tal modo stimolata la domanda di mercato per i dispositivi IoT Edge in tecnologia LoRa che, per il momento, non sono ancora pronti in quanto i produttori attendono il decollo di queste reti.

Questa situazione sembrerebbe paradossale, in quanto solo pochi saranno capaci di iniziare lo sviluppo prima che le reti pubbliche siano disponibili, ma gli operatori di rete devono avere fiducia nel mercato per stare al passo con i tempi di introduzione delle leggi e impegnarsi nella realizzazione delle reti LoRa.

1.3

Wi-Fi vs LoRa

Una delle prime riflessioni che sorge spontanea è dovuta al fatto che ci ritroviamo a studiare una nuova tecnologia quando esiste già la tecnologia Wi-Fi ormai più che consolidata.

Attualmente, a tecnologia IoT, richiede lo sviluppo di devices a lungo raggio e bassa potenza con, anche, un aumento della quantità dei dati trasmessi.

Il Wi-Fi è capace di inviare una grande quantità di dati con tecnologia a banda larga, a discapito di un elevato consumo di potenza.

La tecnologia LoRa, invece, è a disposizione per comunicazioni a lungo raggio e bassa potenza, ma a discapito di una bassa velocità di trasmissione, non adatto, dunque, a trasmettere grandi quantità di dati (2).

La tecnologia Wi-Fi, ormai ampiamente utilizzata nei laptop e smartphones, è bastata sul protocollo IEEE 802.11 ed opera nella banda ISM (Industrial, Scientific and Medical).

La ISM Band varia in base alla zona geografica, ad esempio in Europa è a 868 MHz, mentre la frequenza usata in USA, Canada, Australia, Singapore o Israele è la free ISM band a 900MHz. La tecnologia Wi-Fi è disponibile per comunicazioni ad elevata velocità, adatto per grandi quantità di dati come i dati multimediali, ma il consumo di potenza non è applicabile nella tecnologia IoT. D’altro canto, la tecnologia LoRa presenta vantaggi come il basso consumo di potenza e l’alta efficienza ed estendibilità rispetto alle tecnologie 3G/4G, ma come svantaggio si riscontra il basso rate di trasmissione (2).

In sostanza, vengono utilizzati moduli comunicativi che dovrebbero essere sviluppati sia da Wi-Fi che da LoRa, dunque multi-interfacciabili ottenendo così un modulo comunicativo adattabile ad entrambe le tecnologie Wi-Fi e LoRa.

La Figura 1.2 rappresenta la composizione del sistema IoT basato su Wi-Fi e LoRa in grado di offrire vari servizi.

(12)

Figura 1.2 Composizione sistema IoT basato su Wi-Fi & LoRa

1.4

Antenne e moduli LoRa in commercio

I dispositivi LoRa sono sostanzialmente composti da dei moduli ricetrasmittenti.

Uno dei moduli attualmente in commercio, ben testato e ormai più che consolidato è il chip SX-1272 sviluppato da Semetech e Waspmote, Rasberry PI e Arduino.

Figura 1.3 modulo ricetrasmittente SX1272 per applicazioni LoRa

Una delle aziende italiane di spicco nel settore è © 2017 AUREL Spa, specializzata nella progettazione e realizzazione di moduli RF wireless per trasmissione dati e per reti ZigBee.

(13)

Questi particolari moduli a radiofrequenza, vengono utilizzati per applicazioni in domotica, telemetria, controllo accessi, sicurezza personale e risparmio energetico ed anche automazione industriale (3).

I ricetrasmettitori utilizzati sono tutti half-duplex per comunicazioni a lunga distanza con tecnica di modulazione LoRa™, in grado di garantire caratteristiche di elevata immunità alle interferenze e ridotti consumi energetici.

Analizziamone solo alcuni di quelli già presenti in commercio.

In Figura 1.4 è rappresentato il modulo XTR-8LR10, ovvero un radio-modem con interfaccia utente UART, con implementata una tecnica di indirizzamento dei pacchetti che permette comunicazioni punto multi-punto e payload massimo di 248 byte; operante nella banda europea 869.4 ÷ 869.65 MHz e 868.0 ÷ 868.6 MHz (3).

Figura 1.4 Modulo ricetrasmittente XTR-8LR10

In Figura 1.5 è rappresentato il modulo XTR-8LR-USB, ovvero un radio-modem con interfaccia utente USB, utilizzato come ricevitore e concentratore dati provenienti dai moduli XTR-8LR10. Questo dispositivo è in grado di supportare l’indirizzamento dei pacchetti per comunicazioni punto e multi-punto (3).

(14)

Figura 1.5 Modulo ricetrasmittente XTR-8LR-USB

In Figura 1.6 è rappresentato il modulo XTR-8LR-4ZN, è sostanzialmente un telecomando con comunicazione criptata(3).

Figura 1.6 Modulo ricetrasmittente XTR-8LR-4ZN

In Figura 1.7 è rappresentato il modulo XTR-8LR-DEMO, è una scheda di valutazione dei vari moduli ricetrasmittenti che permette di verificare in modo semplice funzionalità, consumi, comandi e prestazione di portata radio.

Il dispositivo è in grado di operare con alimentazione esterna oppure autoalimentato da 4 batterie AA, per prove in stand-alone.

E’ in dotazione un’antenna stilo funzionante sulla banda 868MHz collegabile al connettore SMA, in tal modo utilizzando la modalità di test mediante alcuni led di diagnostica, è possibile realizzare prove di portata.

La DEMO-BOARD è dotata di un connettore USB e da un connettore SMA d’ingresso/uscita radio per le connessioni a strumenti di misura RF (3).

(15)

Figura 1.7 Modulo ricetrasmittente XTR-8LR-DEMO

Le antenne applicabili su questi moduli sono sostanzialmente monopoli applicabili tramite connettore SMA.

Attualmente le antenne presenti in commercio con questa tecnologia sono davvero tante, per cui prima di affrontare la realizzazione del mio progetto è bene fare un breve excursus inerente le antenne già presenti sul mercato, andando ad analizzare solo alcune delle svariate antenne realizzate da Taoglas per applicazioni LoRa [4].

Figura 1.8 Antenna Hercules 915 MHz

L’antenna in Figura 1.8 è una configurazione compatta a 915 MHz, caratterizzate da un’elevata efficienza ed un guadagno di picco di 4dB e polarizzazione lineare. Altezza 28,5 mm, diametro 47,8 mm.

Esiste la versione anche ad 868MHz (4).

Figura 1.9 Antenna Meteor 868 MHz

L’antenna in Figura 1.9 ad 868 MHz è un’antenna molto flessibile omnidirezionale, progettata per un uso in ambienti di tipo outdoor con un guadagno massimo di 4 dB e polarizzazione lineare (4).

(16)

Altezza 246 mm.

Figura 1.10 Terminal Antenna 868 MHz

Per concludere, in Figura 1.10 viene presentata l’antenna presente nel ricetrasmittente SX-1272.

Esso utilizza un Terminal Antenna ad 868 MHz, omnidirezionale con un connettore fisso ad angolo retto di tipo SMA (M) (4).

In sostanza, le antenne ottenute per tecnologia LoRa vengono utilizzate negli End Nodes principalmente utilizzati per operazioni di tracking, alarm e monitoraggio, tutte azioni accomunate dal basso data-rate che comporta una sostanziale riduzione dell’consumo di potenza.

Figura 1.11 IoT global

Come si può notare dalla Figura 1.11, la comunicazione all’interno della rete globale è supportata sia dal classico standard TCP/IP che dal LoRaWAN, in modo da garantire la multi-interfacciabilità del sistema (2).

Una volta raggiunti i gateway si ottiene l’ultima diramazione, ovvero:

• Trasmissione dati multimediali, elevato data-rate utilizzo un modulo Wi-Fi;

• Trasmissione dati con payload irrisorio, basso data-rate allora utilizzo un modulo LoRa RF.

Questo è il principio di base utilizzato all’interno della tecnologia IoT, adesso passiamo all’analisi delle antenne SIW, cercando di capire come poterle utilizzare nell’ ambiente appena descritto.

(17)

1.5

Teoria SIW

L’idea di una guida d’onda integrata nel substrato, ha avuto origine dalla combinazione di guide d’onda e microstrisce.

Per la costruzione di un sistema RF, sia con linee di trasmissione stampate che con le tradizionali guide d’onda, ci si scontra con diversi problemi di integrazione, per cui l’idea di ottimizzare la performance per ogni componente del sistema non può essere raggiunta completamente.

Per ottimizzare in maniera opportuna l’integrazione del sistema, ha preso piede una innovativa struttura guidata chiamata Substrated-Integrated-Waveguide (SIW).

In Figura 1.12 è mostrato un modello semplificato di una struttura SIW.

Figura 1.12 Struttura SIW

Essenzialmente, la struttura è simile ad una guida d’onda rettangolare, all’interno della quale si ha un dielettrico con le stesse caratteristiche del substrato dielettrico presenta in guida (5).

Le due lastre di rame, inferiore e superiore, sono equivalenti a due mezzi metallici di guida d’onda, mentre le due file di Vias vanno a sostituire le tradizionale pareti laterali.

Figura 1.13 Guida d'onda vs SIW

Le due lastre di rame, tramite i vias formano un anello di corrente nella sezione analizzata, che è molto simile alla sezione trasversale della tradizionale guida d’onda.

Tutti i fori sono equispaziati ad intervalli regolari, così da simulare una guida d’onda.

In sostanza, la caratteristica di propagazione è simile a quella delle tradizionali guide d’onda rettangolari, per cui l’onda elettromagnetica in una struttura SIW, si muove in maniera

(18)

perpendicolare al campo elettrico lungo un percorso oscillatorio fra le due file di vias, in modo da essere riflessa (5).

La corrente superficiale, sulle pareti laterali di una tradizionale guida d’onda può fluire verso qualsiasi direzione, mentre in una SIW la corrente superficiale sui vias è limitata alla sola direzione verticale (5).

Di conseguenza, in una SIW possono propagarsi solo modi TEm0, in cui il campo elettrico è perpendicolare alla direzione di propagazione e non cambierà lungo l’asse y.

Il primo modo che si propaga in una SIW è il TE10 mostrato in Figura 1.14.

Figura 1.14 Modo fondamentale TE10 in sezione trasversale

Per concludere, queste antenne a cavità risonante di tipo SIW, forniscono alta efficienza di radiazione, buon rapporto Front-To-Back Ratio (FTBR) ed elevato isolamento dell’ambiente circostante (5).

1.6

Antenne con tecnologia SIW

Prima di addentrarci nello specifico dell’elaborato, è bene descrivere gli sviluppi tecnologici ottenuti nella realizzazione di componenti SIW per IoT.

La nuova generazione di sistemi a microonde richiede una tecnologia che garantisca una facile integrazione di nodi wireless con basso costo di sviluppo, dimensione compatta e peso irrisorio. In aggiunta, l’uso di materiali eco-friendly sarà richiesto per applicazioni IoT per specifici settori come ad esempio l’agricoltura, e dispositivi indossabili saranno sempre più importanti come ad esempio in applicazioni biomediche e non solo (6).

Tra le tecnologie a disposizione per l’implementazione e l’integrazione di sistemi e componenti a microonde, la tecnologia SIW (Substrate Integrated Waveguide) sembra un approccio adatto, capace di soddisfare i requisiti dei sistemi IoT futuri.

(19)

Infatti, la tecnologia SIW consente di implementare, una varietà di componenti attivi e passivi ed antenne in modo abbastanza semplice ed economico ed integrare interi sistemi in singoli sotto strati dielettrici, evitando transizioni complesse ed effetti indesiderati.

In aggiunta, strutture SIW sono adottate per l’implementazione di componenti a microonde basati su una varietà di differenti materiali e processi di produzione, includendo carta, tessuti e materiali 3D-Printed.

L’applicazione della carta per l’implementazione di antenne e componenti a microonde ha ricevuto una crescente attenzione, perché è economico, rinnovabile ed il materiale è biocompatibile. Differenti tipi di carta possono essere adattati e possono essere utilizzati livelli multipli per raggiungere lo spessore desiderato.

Un esempio di componente fabbricato con tecnica SIW è rappresentato in Figura 1.15, (6).

Figura 1.15 Prototipo Quarter-Mode SIW

Esso consiste in un Quarter-Mode SIW composto da un singolo livello cartaceo nel substrato. La struttura di antenne e componenti SIW su materiali tessili sono composte da un substrato di gomma espansa ed i livelli conduttivi sono realizzati con un tessuto misto rame-nylon placcato chiamato Taffeta (6).

I vias in metallo, invece, sono implementati usando occhielli in ottone.

La presenza degli occhielli fornisce un buon contatto ohmico tra i due piani di massa, preservando la flessibilità della struttura (6).

Un’antenna indossabile basata su una cavità piegabile di tipo SIW è di seguito riportata in Figura 1.16, (6).

Figura 1.16 Antenna SIW indossabile

La tipologia di antenna proposta consiste in una cavità SIW flessibile con un’apertura ritagliata nello strato metallico superiore, così da formare un patch radiante.

(20)

Per ottenere una cavità SIW flessibile, due strati tessili sono impilati ed un patch metallico interno è stato incollato tra loro.

L’antenna è alimentata dal retro mediante una sonda coassiale (6).

L’ultimo esempio di tecnologia SIW è data dalla stampa 3D di componenti ed antenne a microonde, in quanto consente la realizzazione di prototipi in maniera molto veloce, alta risoluzione e geometria complessa totalmente 3D, difficile da ottenere con altre tecniche.

Nella Figura 1.17 viene riportato un elemento SIW composto da 4 angoli a 90 gradi impossibile da fabbricare con una normale tecnologia PCB (Printed Circuit Board), (6).

Figura 1.17 3D-printed SIW

Nel caso di componenti SIW, la stampa 3D consente di superare il limite delle componenti planari fabbricate da PCB (6).

L’unico grosso problema è la spesa iniziale per l’acquisto della stampante in questione.

In conclusione, l’uso della carta consente di ottenere dispositivi a microonde di tipo eco-friendly, richiesto per particolari applicazioni, come ad esempio in campo agricolo.

L’implementazione di componenti SIW sul tessile apre interessanti prospettive per lo sviluppo di sistemi indossabili, particolarmente importanti per applicazioni biomediche, militari e non solo. Finalmente, l’uso della stampa 3D spiana la strada ad un nuovo concetto di fabbricazione di componenti a microonde, in quanto è estremamente flessibile, utilizzabile in qualsiasi ambito e adatto alla rapida creazione di prototipi (6).

Per concludere definitivamente questo primo capitolo, inerente la descrizione più che altro teorica della tecnologia LoRa ed SIW, bisogna fare una breve descrizione di ciò che esiste attualmente in letteratura con questa tecnologia SIW.

Di seguito, in Tabella 1.1, sono elencate alcune delle antenne già esistenti in letteratura con questa particolare tecnologia.

(21)

Size [mm] Operative Band [Ghz] Gain [dBi]

[7]

74*74

2.4

4.2

[8]

25*45

2.42

5

[9]

65*55

2.4-5.8

4.1-5.8

[10]

75*75

2.45

6

[11]

131*126

2.45

4.9

[12]

20*25

5.2

6.75

[13]

210*40

9.82

9.1-10.4

[14]

17*32

8.7

4.68-5.12

Tabella 1.1 Stato dell'arte Antenne SIW

Oltre ad aver analizzato le dimensioni delle singole antenne, mi sono soffermato sulla banda operativa ed il guadagno di riferimento di ciascuna antenna.

Le antenne esistenti in letteratura, sono antenne realizzate per operare a frequenze superiori ai 2GHz.

Esistono antenne realizzate a 2.4 GHz, utilizzate in ambito Wi-Fi, con guadagni compresi tra i 4 ed i 6 dBi (7) (8) (9) (10) (11).

Esistono antenne che risuonano sui 5 GHz con guadagno intorno ai 6 dBi; in particolare esiste un prototipo dual-band realizzato per operare a 2.4 e 5.8 MHz (9) (12).

Infine, esistono anche prototipi con frequenze di lavoro decisamente più elevate di quelle descritte, ma esulano dalla nostra analisi (13) (14).

Ciò che risulta di notevole rilevanza è che antenne SIW ad 868 MHz non sono ancora state realizzate.

Fino ad ora ci si è spinti, al massimo, sull’analisi di antenne a 2.4 GHz, per cui non siamo in grado di sapere in partenza guadagno e dimensioni di un’antenna SIW ad 868 MHz.

Durante lo svolgimento di questa tesi, cercheremo di capire in che modo potremmo realizzarla, cercando di renderla la più piccola possibile, al fine di soddisfare la condizione di indossabilità.

(22)

2 Realizzazione teorica dell‘Antenna

SIW per applicazioni LoRa

Partiamo con l’analisi prettamente teorica dell’antenna da realizzare con tecnologia SIW per applicazioni LoRa.

Il concetto di base è quello di realizzare una cavità in grado di irradiare, della più piccola misura possibile, in modo da soddisfare il concetto di indossabilità della stessa.

Dopo aver analizzato diversi paper inerenti le antenne SIW, mi sono focalizzato sulla possibilità di realizzarne una che fosse in grado di soddisfare le seguenti specifiche:

• Banda operativa europea 865-868 MHz • Polarizzazione

• Antenna wearable

In seguito ad un attento studio inerente la composizione delle antenne SIW, mi imbatto nell’analisi di alcuni paper inerenti alcune antenne risonanti a 2.4 GHz con tecnologia SIW che sono in grado di essere miniaturizzate mantenendo inalterate le loro caratteristiche (7) (8) (12).

Figura 2.1 Circular Quarter-Mode Textile Antenna

(23)

Si parte da una cavità risonante circolare e poi mediante opportuni “tagli” si ottiene prima un Half-Mode e poi un Quarter-Half-Mode (7).

I tagli, sulla cavità in esame, vengono effettuati tenendo in considerazione la simmetria dell’elemento in modo da non alterare le distribuzioni di campo elettrico e magnetico al suo interno.

Le dimensioni dell’elemento radiante sono 74*74 mm, il substrato utilizzato è il substrato a banda elettromagnetica proibita (EBG) e la banda operativa è la ISM band a 2.4 GHZ utilizzata per una vasta gamma di applicazioni Wi-Fi, Bluetooth e ZigBee (7).

2.1

Eighth-Mode Substrate Integrated Resonator Antenna

In definitiva, in (8) è descritta un’antenna di dimensioni ridotte che sfrutta le proprietà di simmetria del campo eccitato all’interno di una cavità risonante realizzata con tecnologia SIW, al fine di ridurre il patch fino al raggiungimento di un Eighth-Mode.

Figura 2.2 Evoluzione di un EMSIW. a) SIW b) HMSIW c) QMSIW d) EMSIW

Quest’articolo analizza in buona sostanza un’antenna SIW a 2.4 GHz ottenuta partendo appunto da una cavità quadrata ed effettuando i tagli in maniera opportuna fino a ridurre il patch ad 1/8 di quello di partenza.

(24)

Figura 2.3 Fabbricazione del prototipo SIW a 2.4 GHz

Facendo riferimento a (8) si è pensato di partire dall’analisi espressa in Figura 2.2, per realizzare un prototipo opportunamente ridimensionato in modo da risuonare nella banda operativa di interesse, 865-868 MHz.

2.1.1 Cavità risonante SIW

Si è partiti realizzando una cavità strutturata come in Figura 2.4, ottenendo un quadrato con lato 120 mm, in cui su tutte la pareti laterali vengono inseriti dei Vias predisposti a simulare le pareti laterali di una tipica guida d’onda.

Figura 2.4 Cavità risonante SIW

Analogamente a quanto descritto in (8), l’antenna è stata realizzata su un substrato di FR-4. Il raggio della sezione dei vias e la distanza tra loro sono stati scelti sulla base delle considerazioni analizzate in (8).

(25)

Figura 2.5 Cavità risonante SIW

In particolare, i Vias sono stati opportunamente equi spaziati ad una distanza di 2.8 mm ed il raggio di ogni singolo foro sarà pari a 0.7 mm.

Lo spessore del substrato di tipo FR-4 sarà pari a 3.3 mm (εᵣ=4.3, tanδ=0.02). In primo luogo è stata progettata una cavità risonante a 885 MHz.

Figura 2.6 Reflection Coefficient

Chiaramente essendo una cavità completamente circondata da Vias lungo i bordi, non sarà in grado di irradiare, infatti andando ad analizzare l’Efficienza di Irradiazione troviamo che il suo valore è pari a -22.17 dB.

2.1.2 Principio teorico del ‘taglio’

A questo punto si iniziano le operazioni di taglio della cavità, ma ciò che sorge spontaneo comprendere è appunto inerente a come effettuare questi particolari tagli.

L’obbiettivo da raggiungere è quello di ridurre le dimensioni dell’antenna senza perturbare la distribuzione di campo all’interno della cavità.

La cavità quadrata di partenza è caratterizzata dalla presenza dei vias lungo tutte e quattro le pareti laterali.

(26)

Questi vias fungono da corto circuito tra le due lastre metalliche, inferiore e superiore, per cui avremo sul patch quadrato un massimo del campo elettrico, esattamente nel centro della cavità ed agli estremi tenderà ad annullarsi perché in presenza di un corto circuito fornito dai vias.

Mentre il campo magnetico si comporterà nel modo esattamente opposto, ovvero sarà nullo nel centro e massimo sui lati.

Figura 2.7 PMC Simulation

Guardando quest’immagine abbastanza schematica possiamo capire qual è il principio presente dietro ai tagli.

L’obbiettivo è quello di tagliare la nostra cavità in modo da non alterare i campi elettrici e magnetici che si propagano al suo interno.

Dunque avendo campo elettrico massimo al centro, possiamo pensare di applicare un PMC (Perfect Magnetic Conductor) che mi porta ad avere un nullo del campo magnetico già presente al centro della nostra cavità e dunque non varia in alcun modo la distribuzione dei campi.

Un PMC è facilmente realizzabile applicando un Open Wall e dunque effettuando un taglio lasciando un Open.

Figura 2.8 PEC Simulation

In maniera analoga, possiamo pensare di utilizzare un PEC (Perfect Electrical Conductor) nel momento in cui abbiamo il campo magnetico massimo al centro ed un nullo, nello stesso punto, del campo elettrico.

Un PEC è facilmente realizzabile applicando uno Shorting Wall e dunque effettuando un taglio e mettendo dei vias proprio per simulare il cortocircuito, in quel punto in modo da portare a zero il campo elettrico e lasciando invariato il campo magnetico.

(27)

2.1.3 Half-Mode SIW

Dopo questa attenta analisi, ritorniamo alla mia cavità quadrata e cerchiamo di capire come strutturare i tagli.

La cavità ha un massimo di campo elettrico esattamente al centro, quindi nel tagliare bisogna stare attenti a non variare la distribuzioni di campo, per cui taglio e simulo un PMC applicando un Open

Wall nel seguente modo.

Figura 2.9 HMSIW

Così facendo sono riuscito ad ottenere un Half-Mode (HMSIW) pari alla metà del patch precedente, rappresentato in Figura 2.4.

Andando a realizzare questa cavità su CST Microwave Studio® ho ottenuto un patch che in termini risonanza, continua a risuonare in un intorno della banda di interesse.

Figura 2.10 a) Reflection Coefficient b) Directivity

A questo punto, essendo una cavità composta lungo i bordi sia da vias che da open, inizierà ad irradiare, infatti andando ad analizzare l’Efficienza di Irradiazione troviamo che il suo valore è pari a -7.136 dB e il Realized Gain è -0.7336 dB.

(28)

Il guadagno di una antenna è misurato mediante confronto tra l'antenna ideale considerata ed un'antenna isotropa, cioè perfettamente omnidirezionale.

Il guadagno è quindi dato dalla capacità dell'antenna di concentrare il campo elettromagnetico in una certa direzione, ed è solitamente misurato nella direzione in cui l'antenna ha la massima emissione o ricezione.

Tuttavia, il Realized Gain, differisce dalla definizione base di guadagno, in quanto si riduce di un fattore generato dalle perdite dovute al disadattamento dell’impedenza di ingresso.

2.1.4 Quarter-Mode SIW

Con lo stesso procedimento, continuiamo ad eseguire i tagli sull’antenna e quindi passiamo all’analisi del Quarter-Mode (QMSIW).

Figura 2.11 QMSIW

Come possiamo notare, continuiamo a tagliare il nostro patch inserendo un PMC, ovvero un Open

Wall al fine di non alterare i campi al suo interno, ben descritti in Figura 2.12.

Figura 2.12 Densità di energia a) elettrica b) magnetica QMSIW

Andando a realizzare questa cavità su CST Microwave Studio® ho ottenuto un patch che in termini risonanza, continua a risuonare in un intorno della banda di interesse.

(29)

Figura 2.13 a) Reflection Coefficient b) Directivity

Come si può notare, il Reflection Coefficient si aggira intorno ai -5 dB, ma questo è dovuto ad un problema di adattamento, compensabile con uno spostamento della porta di alimentazione. A questo punto, andiamo a controllare che l’Efficienza di Radiazione ed il Realized Gain non siano variati sensibilmente.

Infatti, risultano essere rimasti all’incirca stabili, ovvero l’Efficienza di Radiazione è pari a -6.386 dB, mente il Realized Gain -1.764 dB e la Direttività rimane stabile sui 6 dBi.

2.1.5 Eighth-Mode SIW

Finalmente arriviamo all’ultimo passo, quello conclusivo in cui facciamo l’ultimo taglio, questa volta in diagonale con l’intento di continuare a rispettare le simmetrie richieste, passando così da un Quarter-Mode ad un Eighth-Mode (EMSIW), come descritto in Figura 2.2.

Figura 2.14 EMSIW

Per cui, continuiamo a tagliare il nostro patch inserendo un PMC, ovvero un Open Wall al fine di non alterare i campi al suo interno.

Andando a realizzare questa cavità su CST Microwave Studio® ho ottenuto un patch che in termini di risonanza, continua a risuonare in un intorno della banda di interesse.

(30)

Figura 2.15 a) Reflection Coefficient b) Directivity

In ultima analisi, andiamo a controllare che l’Efficienza di Radiazione ed il Realized Gain non siano variati sensibilmente, infatti il primo risulta essere pari a -6.061 dB, mente il secondo -1.381 dB e la Direttività varia di poco più di 1 dBi, arrivando a 4.751 dBi.

2.2

Eighth-Mode SIW with microstrip

In conclusione, abbiamo finalmente ottenuto il patch EMSIW decisamente più piccolo di quello di partenza, in cui il lato maggiore è pari a 93 mm ed i due lati diagonali saranno pari a 60 mm. A questo punto, devo cercare di soddisfare la condizione di indossabilità per cui avere un patch alimentato dal retro non è il massimo, così ho deciso di spostare la porta d’alimentazione inserendo una microstriscia mediante un inset, di una larghezza opportuna al fine di poter adattare la porta a 50 Ohm e spostare dunque l’alimentazione della mia antenna.

Figura 2.16 EMSIW with microstrip

Come possiamo notare la microstriscia è pari a 6.31 mm, la sua larghezza è stata scelta in modo da adattare l’impedenza caratteristica a 50 Ohm.

La distanza tra microstriscia e patch, invece è pari a 1.8 mm ed è stata ottenuta mediante una funzione parametrica per ottimizzare al meglio l’irradiazione del patch in esame.

(31)

Figura 2.17 a) Reflection Coefficient b) Directivity

L’antenna realizzata, su CST Microwave Studio® risuona a 866.4 MHz, dunque al centro della banda di mio interesse e la banda ai -10 dB è pari 8 MHz e va da 862 MHz ad 870 MHz, per cui ricopre pienamente le frequenze richieste (865-868 MHz).

In definitiva, abbiamo ottenuto un patch con Efficienza di Radiazione pari a -6.401 dB e Realized Gain pari a -2.507 dB.

2.3

Riepilogo risultati ottenuti

A conclusione di questa intensa descrizione della mia antenna è bene fare un breve riepilogo al fine di non lasciare dubbi sui risultati ottenuti.

Iniziamo con l’analisi dell’Efficienza di Radiazione.

Figura 2.18 Radiation Efficiency

Successivamente al primo taglio il patch inizia ad irradiare infatti vediamo come l’Efficienza di Radiazione vari notevolmente rispetto a quella di partenza, si passa da HMSIW con -7.136 dB per arrivare all’EMSIW con microstriscia in cui l’Efficienza è pari a -6.401 dB.

HMSIW QMSIW EMSIW EMSIW withmicrostrip Radiation efficiency (dB) -7,136 -6,386 -6,061 -6,401 -7,4 -7,2 -7 -6,8 -6,6 -6,4 -6,2 -6 -5,8 -5,6 -5,4 dB

Radiation efficiency [dB]

27

(32)

In sostanza, nonostante i vari tagli, l’Efficienza di Radiazione continua ad essere costante in quanto varia di poco meno di 1 dB.

La seconda analisi riguarda il Realized Gain.

Figura 2.19 Realized Gain

Anche da questo grafico si può notare come varia il Realized Gain tra i vari patch.

Successivamente al primo taglio, il patch possiede un Realized Gain proporzionale all’Efficienza di Radiazione, per cui il guadagno di partenza risulta essere irrisorio per poi passare nelle altre configurazioni in cui il guadagno varia al massimo di poco medo di 2 dB.

Terza e finalmente ultima analisi descrive l’area del patch ad ogni passo.

Figura 2.20 Area Patch

HMSIW QMSIW EMSIW EMSIW withmicrostrip Realized Gain (dB) -0,7336 -1,764 -1,381 -2,507 -3 -2,5 -2 -1,5 -1 -0,5 0 dB

Realized Gain [dB]

SIW HMSIW QMSIW EMSIW EMSIWwith microstrip Area Patch [cm*cm] 144 72 36,12 17,97 18,5 0 20 40 60 80 100 120 140 160 cm *c m

Area Patch [cm*cm]

28

(33)

Questo grafico molto esplicativo, analizza l’area dell’antenna in cm2 e come possiamo facilmente notare si passa da un’area iniziale di 144 cm2 per raggiungere un area definitiva pari a 18.5 cm2, quasi 8 volte più piccola.

Con questo breve riepilogo spero di aver fatto comprendere, in maniera esaustiva, l’analisi a 360 gradi dell’antenna ottenuta in termini di Efficienza di Radiazione, Guadagno ed Area occupata. In questo capitolo ho cercato di realizzare l’antenna mediante software CST Microwave Studio®. Nel prossimo, invece, analizzeremo un prototipo dell’antenna realizzato per una verifica teorica al fine di poter riscontrare ciò che fino ad ora ho accuratamente descritto nel capitolo appena concluso.

(34)

3 Realizzazione Prototipo ed Analisi

della Robustezza

3.1

Proof-of-Concept in CST

Al fine di validare sperimentalmente i risultati simulate è stato realizzato un proof-of-concept dell’antenna progettata.

In particolare è stato utilizzato del rame adesivo applicato ad un substrato in cartone di spessore 5 mm.

E’ stato, quindi, creato un nuovo modello in CST Microwave Studio® che tenesse in considerazione le nuove dimensioni e le caratteristiche dielettriche.

Figura 3.1 EMSIW senza substrato

Poiché le caratteristiche dielettriche del cartone sono approssimabili a quelle del vuoto, in CST Microwave Studio® è stato simulato un substrato di aria di 5 mm.

Chiaramente in assenza del substrato ottimo, l’antenna risulterà risuonare a frequenza decisamente superiore rispetto a quella di interesse, per cui bisogna ridimensionarla al fine di farle soddisfare la specifica di banda fornita, ovvero 865-868 MHz.

(35)

Figura 3.2 EMSIW senza substrato ridimensionato

Come si può facilmente notare, il mio elemento radiante è decisamente più grande rispetto a quello ottenuto a fine del capitolo precedente in Figura 2.14, però in vista di una proof-of-concept può risultare molto utile ed interessante.

E’ molto importante ricordare che nel ridimensionare la mia antenna, non devo far variare lo spessore della microstriscia perché di larghezza opportuna al fine di adattare la porta a 50 ohm.

Figura 3.3 a) Reflection Coefficient b) Directivity

Andando a simulare su CST Microwave Studio® il mio patch, delle dimensioni opportune, ottengo un elemento radiante che risuona a 867 MHz e comprende interamente la mia banda di interesse, infatti se andiamo a notare ai -10 dB avremmo una banda di 8 MHz esattamente da 863 a 871 MHz.

Analizzando l’Efficienza di Radiazione notiamo essere pari a -0.1172 dB ed il Realized Gain è 3.29 dB.

(36)

I valori sono migliori rispetto all’antenna con FR-4, in quanto l’elemento radiante risulta essere decisamente più grande rispetto a quello conclusivo ottenuto nel capitolo precedente.

3.2

Stampa layout e prototipazione

In seguito alla stampa del layout, sono passato alla realizzazione, in rame, delle due lastre metalliche, ovvero piano di massa e patch, collegate tra loro mediante un substrato di cartoncino di 5mm.

Per la simulazione dei vias, e dunque per l’identificazione del lato risonante, ho utilizzato un altro strato di rame che collegasse direttamente le due lastre metalliche.

Una volta realizzato fisicamente il prototipo in esame, bisogna iniziare ad effettuare delle misure per testare la sua efficienza.

Per effettuare le giuste misure ho utilizzato un VNA rappresentato in Figura 3.4, ovvero un analizzatore di reti per microonde, che funziona misurando i parametri s dell’elemento radiante sotto test, in modulo e fase.

Figura 3.4 VNA-Vector Network Analyzer

Dopo un’adeguata procedura di calibrazione della strumentazione, è dunque possibile depurare i parametri s (rilevati dallo strumento) dai parametri s del banco di misura ottenendo in questo modo valori di elevata precisione.

Per caratterizzare un dispositivo, l'analizzatore di reti manda un segnale con una certa ampiezza e fase al dispositivo in prova e misura l'ampiezza e la fase del segnale riflesso e del segnale uscente dal dispositivo in prova.

(37)

Con il rapporto segnale riflesso dal dispositivo diviso il segnale incidente, l'analizzatore di reti fornisce i parametri S (S11, S22).

Concentrandomi sull’S11 della mia antenna, noto subito che risuona circa 100 MHz più in basso rispetto alla banda di mio interesse.

Infatti basta iniziare a ridurre il lato risonante della stessa per far sì che aumenti la risonanza dell’elemento radiante sotto test.

Procedo con questi tagli del lato risonante fino al raggiungimento della risonanza desiderata e dopo diversi interventi ottengo il risultato sperato, descritto nella seguente Figura 3.5.

Figura 3.5 Prototipazione

Come possiamo notare da questa immagine abbastanza esplicativa, sono riuscito a far risuonare il mio prototipo a 864 MHz andando a ridurre il lato risonante di poco più di 20 mm.

In Figura 3.5 sono rappresentate solo tre curve, la prima inerente al coefficiente di riflessione del prototipo di partenza.

La seconda misura, identifica l’andamento del coefficiente di riflessione dopo una riduzione intermedia del lato risonante dell’elemento radiante.

Ed infine, la terza ed ultima curva, descrive il comportamento del coefficiente di riflessione, in ultima analisi in cui il prototipo realizzato soddisfa la specifica inerente la banda operativa richiesta.

(38)

In conclusione, ho ottenuto un prototipo che risuona ad 864 MHz e la banda ai -10 dB è pari a 33 MHz e copre la banda europea di 3 MHz compresa tra 865-868 MHz.

Chiaramente essendo solo un prototipo per una verifica teorica non mi sono concentrato sulla miniaturizzazione dello stesso, ma, come mostrato nell’analisi del capitolo precedente, utilizzando un substrato di FR-4 l’antenna riduce notevolmente le dimensioni messe in gioco in questo terzo capitolo.

3.3

Analisi della Robustezza

Adesso passiamo all’analisi della robustezza della mia antenna, però prima di analizzarla nel dettaglio bisogna fare un breve excursus teorico.

In (15) è descritto un metodo per migliorare la robustezza di un’antenna indossabile al variare della distanza dal corpo.

Come primo passaggio, bisogna simulare in maniera opportuna il corpo umano.

Essendo un sistema davvero molto complesso, si può pensare di approssimare il tutto tenendo in considerazione solo tre componenti, ovvero pelle, grasso e muscoli, come mostrato in Figura 3.6.

Figura 3.6 Human Body

Nel dettaglio, in simulazione è stato considerato un modello di corpo umano semplificato, costituito da tre strati di:

• Skin layer; • Fat layer; • Muscle layer.

Chiaramente ogni singolo livello possiede uno spessore diverso, ad esempio lo strato di pelle ha uno spessore pari a 1.5 mm, il livello di grasso è circa di 20 mm ed infine il livello del muscolo si aggira intorno ai 30 mm (15).

(39)

La teoria presente dietro queste simulazioni prevede sostanzialmente l’analisi della densità di energia elettrica e magnetica dell’elemento radiante sotto test.

Nella Figura 3.7, presa dal paper di riferimento, vengono analizzati i massimi di densità di energia elettrica e magnetica di un’antenna PIFA (Planar Inverted-F Antenna) per poi decidere come rendere l’antenna più robusta (15).

Figura 3.7 d) Densità di energia elettrica e) densità di energia magnetica

Analizzando l’immagine, notiamo come la Figura 3.7-d descrive il massimo di densità di energia elettrica, mentre la Figura 3.7-e descrive i due massimi di densità di energia magnetica.

La densità di energia elettrica fa vedere un singolo picco in prossimità dell’open dell’antenna, mentre la densità di energia magnetica fa vedere due picchi, esattamente disposti lungo i bordi laterali dell’antenna.

In riferimento ad uno studio presentato in (15), si è notato che per rendere un antenna più “robusta”, ovvero più stabile rispetto alle variazioni della distanza corpo-antenna è necessario agire ampliando il piano di massa in prossimità del picco della densità di energia elettrica o magnetica.

Figura 3.8 Estensione del piano di massa

In Figura 3.8 è rappresentata l’estensione del piano di massa nelle due configurazioni.

I due layout modificati sono stati ottenuti aggiungendo un estensione del piano di massa in direzione dei picchi di densità di energia elettrica e magnetica, in modo da ricavare rispettivamente la configurazione ANTE ed ANTH.

(40)

In seguito allo studio di riferimento (15), la configurazione più robusta è quella che riesce a mantenere stabili le sue prestazioni, in termini di τ (Power Transmission Coefficient) e τ*η con η (Radiation Efficiency), entrambe funzioni ricavate al variare della distanza corpo-antenna.

In sostanza, dopo una attento studio, presentato in (15), la configurazione ANTE riguardo alla variazione della distanza corpo-antenna è decisamente migliore rispetto alla configurazione di partenza, proprio perché riesce a mantenere stabili i parametri τ e τ*η, al variare della distanza corpo-antenna.

A questo punto, capito il procedimento da adoperare per la realizzazione di un antenna robusta in prossimità del corpo umano, passiamo all’analisi della mia antenna SIW con conseguente test pratico per discuterne il risultato.

3.3.1 Analisi della densità di energia

In prima istanza procediamo con l’analisi della densità di energia elettrica e magnetica.

Figura 3.9 Densità energia elettrica EMSIW

Come si può notare, il massimo della densità di energia elettrica è situato in prossimità dell’estremità superiore del patch.

Questo massimo risulta corretto perché se tornassimo a pensare alla prima cavità quadrata realizzata su CST Microwave Studio®, ricordiamo come il massimo del campo elettrico risulta essere esattamente al centro della cavità e quest’ultimo patch è esattamente pari ad

1

8

di quello di partenza, per cui l’estremità superiore è proprio il centro della mia cavità di partenza, dove il campo elettrico è massimo.

(41)

Figura 3.10 Densità energia magnetica EMSIW

Mentre, la densità di energia magnetica risulta essere massima in prossimità della punta laterale dell’elemento radiante.

Possiamo pensare di realizzare un’estensione dei piani di massa, proprio dove abbiamo ottenuto dei massimi di densità di energia elettrica e magnetica, al fine di ottenere due possibili configurazioni di antenna particolarmente robuste.

Per poter riscontrare la robustezza delle configurazioni realizzate, bisogna prima riprodurre una simulazione del corpo umano.

3.3.2 Analisi Corpo Umano ed estensione del piano di massa

In seguito all’analisi di un secondo articolo, ho acquisito delle informazioni fondamentali sulla composizione del muscolo nella mia banda di competenza (16).

Per cui, le concentrazioni per simulare un fluido simil-corpo umano ad 870 MHz sono: • Acqua (53%);

• Saccarosio (45.6%); • Cloruro di sodio (1.4%).

Figura 3.11 Human Body Simulation

(42)

L’elemento, rappresentato su CST Microwave Studio®, identifica il nuovo materiale Human Body con permettività dielettrica del substrato pari a 56.6 e conducibilità elettrica pari a 1.33 S/m (16). Lo spessore del corpo umano deve essere grande o almeno confrontabile con λ (lunghezza d’onda), per cui ho optato alla realizzazione di un cubo 300*300*100 mm.

L’antenna presente in Figura 3.11 è quella di partenza che da questo momento in poi chiameremo ANT e mediante una parametrica analizzeremo le prestazioni della stessa al variare della distanza dal corpo ipotizzando che la distanza possa variare al massimo tra 0 e 15 mm.

Figura 3.12 Configurazione ANTE ed ANTH

A seguire rifaremo lo stesso test anche per le due configurazioni ANTE ed ANTH per discuterne le variazioni prestazionali, al fine di identificare la configurazione più robusta ad una variazione della distanza dal corpo umano.

Ricapitolando:

• ANT è la configurazione standard di partenza;

• ANTE rappresenta l’estensione del piano di massa nella regione in cui si presenta un picco della densità di energia elettrica;

• ANTH, invece, rappresenta l’estensione del piano di massa nella regione in cui si presenta un picco della densità di energia magnetica.

La robustezza delle configurazioni ANT, ANTE ed ANTH al variare della distanza d dal corpo umano, è stata valutata in termini di variazione del coefficiente di potenza trasmessa ‘τ’ (Power

Transmission Coefficient), in termini di variazione dell’efficienza di radiazione ‘η’ (Radiation Efficiency) ed in termini del prodotto ‘τ*η’.

3.3.2.1 Power Transmission Coefficient (τ)

Il Power Transmission Coefficient è definite come Equazione 3.1 dove la Zin rappresenta l’impedenza di ingresso dell’antenna e Zo rappresenta l’impedenza di ingresso della porta del trasmettitore/ricevitore.

(43)

Equazione 3.1

𝜏𝜏 ≜ 1 − |(𝑍𝑍𝑍𝑍𝑍𝑍 − 𝑍𝑍𝑍𝑍(𝑍𝑍𝑍𝑍𝑍𝑍 + 𝑍𝑍𝑍𝑍) |∗) 2

Figura 3.13 Power Transmission Coefficient

Come si può notare, questo primo grafico, descrive l’andamento del coefficiente di potenza trasmessa ‘τ’ al variare della distanza d in mm.

Da questa attenta analisi, possiamo comprendere come l’andamento di ANT ed ANTH sia più o meno simile al variare della distanza d, compresa tra 0 e 15 mm.

Mentre, ANTE possiede un andamento decisamente diverso ma molto più regolare all’aumentare della distanza d.

3.3.2.2 Radiation Efficiency (η)

Figura 3.14 Radiation Efficiency

Questo secondo grafico, descrive l’andamento dell’efficienza di radiazione ‘η’ al variare della distanza d.

(44)

Notiamo facilmente che l’andamento dell’efficienza di radiazione di ANTE ed ANT sono molto simili tra loro, mentre ANTH decade in termini di efficienza di radiazione in maniera proporzionale con la distanza.

Quindi potremmo affermare che la configurazione ANTH non risulta robusta in termini di efficienza di radiazione, però nel complesso dobbiamo notare come l’efficienza di tutte e tre le configurazioni risulta essere molto bassa.

Questo è un problema non di poco conto, però, come al solito, volendo ottenere un’antenna robusta senza far variare notevolmente le dimensioni del prototipo, di per sé già troppo grande, porterà inevitabilmente a delle limitazioni progettuali.

3.3.2.3 Power Transmission* Radiation Efficiency (τ*η)

Figura 3.15 Times the Efficiency Coefficient

Terzo ed ultimo grafico, riguarda l’analisi del prodotto tra il coefficiente di potenza trasmessa ‘τ’ e l’efficienza di radiazione ‘η’, al variare della distanza d.

Notiamo come ANT ed ANTH variano notevolmente al variare della distanza, variazione invece che rimane decisamente molto limitata nella configurazione ANTE.

3.3.3 Analisi delle variazioni percentuali

Al fine di poter trarre delle conclusioni, è bene analizzare le variazioni percentuali del coefficiente di potenza trasmessa ‘τ’ ed il prodotto tra il coefficiente di potenza trasmessa ‘τ’ e l’efficienza di radiazione ‘η’, ovvero ‘τ*η’.

Mi soffermo solo sull’andamento di questi due coefficienti, perché come già detto l’efficienza di radiazione è dovuta inevitabilmente a delle limitazioni progettuali.

(45)

Figura 3.16 Var% Power Transmission Coefficient

Analizzando il Power Transmission Coefficient in variazione percentuale, notiamo come la configurazione ANTE è quella più robusta in termini di efficienza di potenza trasferita in prossimità del corpo umano al variare della distanza compresa tra 0 e 15 mm.

Mentre, ANT ed ANTH variano sensibilmente, per cui ad un incremento della distanza dal corpo, corrisponde un aumento dell’efficienza di potenza trasferita, andando così a far variare le prestazioni dell’elemento radiante nelle due configurazioni.

Infine, l’ultima analisi riguarda la variazione percentuale del prodotto tra il coefficiente di potenza trasmessa ‘τ’ e l’efficienza di radiazione ‘η’.

Figura 3.17 Var% Times the Efficiency Coefficient

E’ facilmente intuibile anche in quest’ultimo grafico, come la configurazione ANTE continua ad essere decisamente stabile in termini di variazioni percentuali al variare della distanza dell’elemento radiante dal corpo.

Notiamo appunto come il prodotto tra il coefficiente di potenza trasmessa ‘τ’ e l’efficienza di radiazione ‘η’, al variare della distanza d, sia decisamente ininfluente nella configurazione ANTE, rispetto alle altre due configurazioni ANT ed ANTH che variano visibilmente.

(46)

Per concludere, le due configurazioni ANT ed ANTH hanno all’incirca lo stesso andamento per cui volendo limitare la dimensione della mia antenna preferirei l’utilizzo della configurazione ANT.

Figura 3.18 Prototipo in Configurazione ANTE

Ma in definitiva, dopo questa lunga ed attenta analisi, possiamo affermare che l’unica configurazione in grado di rendere l’antenna decisamente più robusta è ANTE, che come già descritto in precedenza rappresenta l’estensione del piano di massa nella regione in cui si presenta un picco della densità di energia elettrica, ottenendo così la configurazione più performante in assoluto.

3.4

Riscontro test finali sulla Robustezza

A conclusione di questo capitolo, è bene analizzare un ultimo test inerente il Prototipo realizzato. Al fine di poter rendere il test ripetibile, ho cercato di realizzare uno scenario il più stabile possibile, in modo da non alterare queste misure conclusive, con lo scopo di testare la mia antenna nelle varie configurazioni ANT, ANTE ed ANTH, in spazio libero e sul corpo, in modo da ottenere un ulteriore riscontro di ciò che è stato descritto fino a questo momento.

I risultati, sono stati ottenuti in termini di Coefficiente di Riflessione e di Potenza Trasmessa.

(47)

Analizzando la Figura 3.19, possiamo mettere a confronto le tre configurazioni ANT, ANTE ed ANTH, nei due possibili scenari free space ed human body.

Figura 3.19 Comparison - Reflection Coefficient

Come possiamo notare, la configurazione ANT varia sensibilmente il suo andamento, in termini di Reflection Coefficient, al variare dello scenario.

Infatti, passando da free space a human body, vediamo come l’antenna in Configurazione ANT tende ad abbassarsi in frequenza e a disadattarsi.

Analogo comportamento, per la configurazione ANTH, che come la configurazione ANT, tende ad abbassarsi in frequenza e a disadattarsi leggermente.

Situazione completamente diversa per la configurazione ANTE, che come mostrato in Figura 3.19, tende a mantenere praticamente invariate le sue prestazioni in termini di Reflection Coefficient, al variare dello scenario descritto.

In ultima analisi, ma non meno importante, descriviamo come variano le configurazioni della mia antenna, in termini di Power Transmission, al variare dello scenario.

Figura 3.20 Comparison - Power Transmission Coefficient

La Figura 3.20 descrive gli andamenti delle singole configurazioni, al variare dello scenario.

(48)

Notiamo come la configurazione ANT, degrada le sue prestazioni, in termini di Power Transmission Coefficient, avvicinando l’antenna al corpo.

Infatti, vediamo come il picco di potenza trasmessa tende ad abbassarsi ed allo stesso tempo a traslare verso frequenze più basse.

Analogo comportamento per la configurazione ANTH, per cui avvicinando l’antenna al corpo tende a ridurre il suo picco di potenza trasmessa traslandolo verso frequenze più basse.

Discorso completamente differente per la configurazione ANTE, che lascia inalterate le sue prestazioni in termini di Power Transmission, anche portando l’antenna sul corpo umano.

Per far comprendere in modo più chiaro, ho cercato di analizzare il tutto mediante una variazione percentuale della potenza trasmessa, andando a calcolare, per fissate frequenze i relativi massimi di potenza trasmessa, in modo da poterne ottenere un ottimale riscontro.

In Tabella 3.1, ho inserito i valori della potenza trasmessa ‘τ’ per opportune frequenze fissate, in free space e sul corpo umano, chiaramente opportunamente ricavate dalla Figura 3.20.

Free space

Human body

Frequency

τ

Frequency

τ

Var%

ANT

878,5

0,9

878,5

0,8

7,1

ANT E

847,3

0,8

847,3

0,8

2,6

ANT H

898,8

0,9

898,8

0,8

8,3

Tabella 3.1 Var. % Power Transmission

Le prima colonna identifica la frequenza, per cui risulta massimo il Power Transmission in spazio libero e la seconda colonna identifica il valore massimo del ‘τ’ ottenuto.

In seguito, nelle successive due colonne, si calcola per la solita frequenza il valore del ‘τ’ ottenuto dall’antenna in esame, sul corpo umano.

Una volta determinati i due valori della potenza trasmessa, in spazio libero e sul corpo, posso finalmente calcolarne le variazioni percentuali.

Ciò che si ricava, è mostrato in Tabella 3.1.

Come possiamo facilmente notare, la variazione percentuale della configurazione ANT è circa del 7%, la variazione della configurazione ANTH si aggira intorno all’8%, mentre la configurazione ANTE possiede la variazione percentuale più bassa pari al 2.6%.

Per cui realizzare un’antenna in configurazione ANTE mi permette di ottenere un doppio vantaggio, in quanto al variare dello scenario, lascia praticamente immutati sia il coefficiente di riflessione, che il coefficiente inerente la potenza trasmessa.

(49)

In conclusione, con questi ultimi test abbiamo riscontrato che l’antenna ottenuta in Figura 3.18, rappresenta effettivamente la configurazione più robusta in prossimità del corpo umano.

(50)

Conclusioni

In questo lavoro di tesi è stata progettata un’antenna indossabile per applicazioni LoRa in banda 865-868 MHz.

In particolare, l’antenna è stata realizzata mediante tecnologia Substrate Integrated Waveguide (SIW), che permette di ottenere antenne compatte integrate nei tessuti.

Le antenne con tecnologia SIW presenti in letteratura sono solitamente proposte per applicazioni WLAN a 2.4-5 GHz, ed hanno dimensioni che permettono agli elementi radianti di essere facilmente indossati, senza risultare ingombranti.

Sfruttando delle proprietà di simmetria della distribuzione di campo all’interno della cavità, è stato possibile progettare un’antenna sufficientemente compatta operante nella banda 865-868MHz. La progettazione dell’antenna è stata effettuata mediante l’utilizzo del software commerciale CST Microwave Studio®.

Al fine di rendere l’antenna indossabile robusta alla presenza del corpo umano, sono state applicate delle linee guida già descritte ed analizzate nella letteratura scientifica.

In particolare sono state considerate tre configurazioni dell’antenna indossabile, ovvero ANT, ANTE ed ANTH, dove

• ANT risulta essere la configurazione standard di partenza;

• ANTE rappresenta l’estensione del piano di massa nella regione in cui si presenta un picco della densità di energia elettrica;

• ANTH, invece, rappresenta l’estensione del piano di massa nella regione in cui si presenta un picco della densità di energia magnetica.

Dopo di che, avendo ricavato le tre configurazioni, sono stati effettuate simulazioni per determinare il comportamento dei parametri caratteristici di un’antenna (Power Transmission

Coefficient e Radiation Efficiency) al variare della distanza antenna-corpo umano, modellizzato

con tre layer di dielettrico (pelle, muscolo e grasso).

Al fine di validare sperimentalmente i risultati numerici, è stato realizzato un prototipo di antenna su un substrato di cartone e sono state condotte alcune misure sperimentali preliminari.

(51)

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(52)

15. G. A. Casula, A. Michel, P. Nepa, G. Montisci and G. Mazzarella. Robustness of

Wearable UHF-Band PIFAs to Human-Body Proximity. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, May 2016, Vol. vol. 64, pp. 2050-2055.

16. G. A. Casula, A. Michel, G. Montisci, P. Nepa and G. Valente. Energy-Based

Considerations for Ungrounded Wearable UHF Antenna Design. IEEE Sensors Journal, Feb.1, 1 2017, Vol. vol. 17, pp. 687-694.

(53)

Lista Figure e Tabelle

Figura 1.1 Struttura architetturale LoRa ... 6

Figura 1.2 Composizione sistema IoT basato su Wi-Fi & LoRa... 8

Figura 1.3 modulo ricetrasmittente SX1272 per applicazioni LoRa ... 8

Figura 1.4 Modulo ricetrasmittente XTR-8LR10 ... 9

Figura 1.5 Modulo ricetrasmittente XTR-8LR-USB ... 10

Figura 1.6 Modulo ricetrasmittente XTR-8LR-4ZN ... 10

Figura 1.7 Modulo ricetrasmittente XTR-8LR-DEMO ... 11

Figura 1.8 Antenna Hercules 915 MHz ... 11

Figura 1.9 Antenna Meteor 868 MHz ... 11

Figura 1.10 Terminal Antenna 868 MHz ... 12

Figura 1.11 IoT global ... 12

Figura 1.12 Struttura SIW ... 13

Figura 1.13 Guida d'onda vs SIW ... 13

Figura 1.14 Modo fondamentale TE10 in sezione trasversale ... 14

Figura 1.15 Prototipo Quarter-Mode SIW ... 15

Figura 1.16 Antenna SIW indossabile ... 15

Figura 1.17 3D-printed SIW ... 16

Figura 2.1 Circular Quarter-Mode Textile Antenna ... 18

Figura 2.2 Evoluzione di un EMSIW. a) SIW b) HMSIW c) QMSIW d) EMSIW ... 19

Figura 2.3 Fabbricazione del prototipo SIW a 2.4 GHz ... 20

Figura 2.4 Cavità risonante SIW ... 20

Figura 2.5 Cavità risonante SIW ... 21

Figura 2.6 Reflection Coefficient ... 21

Figura 2.7 PMC Simulation ... 22

Figura 2.8 PEC Simulation ... 22

Figura 2.9 HMSIW ... 23

Figura 2.10 a) Reflection Coefficient b) Directivity ... 23

Figura 2.11 QMSIW ... 24

Figura 2.12 Densità di energia a) elettrica b) magnetica QMSIW ... 24

Figura 2.13 a) Reflection Coefficient b) Directivity ... 25

Figura 2.14 EMSIW ... 25

Figura 2.15 a) Reflection Coefficient b) Directivity ... 26

Figura 2.16 EMSIW with microstrip ... 26

Figura 2.17 a) Reflection Coefficient b) Directivity ... 27

Figura 2.18 Radiation Efficiency... 27

Figura 2.19 Realized Gain ... 28

Figura 2.20 Area Patch ... 28 49

(54)

Figura 3.1 EMSIW senza substrato ... 30

Figura 3.2 EMSIW senza substrato ridimensionato ... 31

Figura 3.3 a) Reflection Coefficient b) Directivity ... 31

Figura 3.4 VNA-Vector Network Analyzer ... 32

Figura 3.5 Prototipazione ... 33

Figura 3.6 Human Body ... 34

Figura 3.7 d) Densità di energia elettrica e) densità di energia magnetica ... 35

Figura 3.8 Estensione del piano di massa ... 35

Figura 3.9 Densità energia elettrica EMSIW... 36

Figura 3.10 Densità energia magnetica EMSIW ... 37

Figura 3.11 Human Body Simulation ... 37

Figura 3.12 Configurazione ANTE ed ANTH ... 38

Figura 3.13 Power Transmission Coefficient ... 39

Figura 3.14 Radiation Efficiency... 39

Figura 3.15 Times the Efficiency Coefficient ... 40

Figura 3.16 Var% Power Transmission Coefficient ... 41

Figura 3.17 Var% Times the Efficiency Coefficient ... 41

Figura 3.18 Prototipo in Configurazione ANTE ... 42

Figura 3.19 Comparison - Reflection Coefficient ... 43

Figura 3.20 Comparison - Power Transmission Coefficient ... 43

Tabella 1.1 Stato dell'arte Antenne SIW ... 17

Tabella 3.1 Var. % Power Transmission ... 44

Equazione 3.1 ... 39

(55)

Ringraziamenti

Per concludere questo elaborato è doveroso citare le persone più importanti che mi hanno aiutato e sostenuto in questi anni.

Parto con il ringraziare il buon Andrea Michel che con la sua “pazienza” prima e con la sua “precisione” poi ha reso possibile l’intera stesura dell’elaborato.

Non meno importante è stato il “piccolo” Vittorio Franchina, genio di CST, che tra una risata e l’altra è stato prima il mio compagno di banco durante lezioni ed esami e poi il mio vicino di postazione in laboratorio.

Ringrazio il prof. Paolo Nepa per la sua massima e continua disponibilità in questo lungo periodo da tesista.

Finalmente raggiungo un grande traguardo, ma non sarebbe mai stato possibile senza l’aiuto morale della mia famiglia, ognuno con un ruolo sempre ben preciso…loro sono gli unici a saperlo…in quarta elementare volevo mollare gli studi per cercarmi un lavoro, la scuola non mi piaceva assolutamente.

Soffermandomi un attimo, mi viene da pensare a tutti i momenti trascorsi in “sezione” a correre “pugni al petto” e prendere “pesci in faccia” e quindi mi sento in dovere di ringraziare tutti i miei amici e colleghi che mi hanno sempre sostenuto nei momenti peggiori, il Davidino, Daniele, Zazza, Giusy ed il Pul.

Infine, è fondamentale citare gli amici più “ghiozzi”, quelli che negli ultimi due anni mi sono stati davvero vicini e mi hanno fatto apprezzare la gioia di questo posto, mi riferisco alla “mitica Curva”, siete gli amici più pazzi, malati e senza dignità che io abbia mai avuto e questo è bastato a farmi innamorare di voi.

Il mio ultimo pensiero è rivolto a mio zio Giovanni, al quale dedico l’intera tesi e tutta la mia vita in Marina con la certezza che ne saresti davvero orgoglioso.

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