4 Modelli di Canale per Applicazioni Wireless Fisse

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4 Modelli di Canale per Applicazioni Wireless Fisse

Introduzione

In questo capitolo si farà una descrizione accurata del canale wireless mediante dei modelli; requisito importante per valutare la tecnologia per applicazioni Broadband wireless fisse. I modelli di canale dipendono dall’architettura radio: per esempio, nei sistemi di prima generazione viene usata l’architettura a super-cella o a “single-stick” dove la Stazione Base (BS) e quella d’utente (SS) sono in condizioni di Line-of-Sight (LOS) ed il sistema usa una singola cella senza interferenza co-canale; per i sistemi di seconda generazione diviene necessaria un’architettura multi-cella che non richiede la condizionane di Line-of-Sight (NLOS). Di seguito viene presentato un set di modelli di propagazione applicabile all’architettura multi-cella. Tipicamente, lo scenario è il seguente:

• BS con altezza di antenna compresa tra 15 - 40 m

• Ricevitore con antenna direzionale con altezza compresa tra 2 - 10 m • Celle con raggio inferiore ai 10 km

• Varietà di tipi di terreni e di densità di vegetazione • Requisito di copertura di cella alto (80-90%) Il canale wireless è caratterizzato da:

• Path Loss (incluso lo shadowing) • Ritardo di diffusione Multipath • Caratteristiche del Fading • Effetto Doppler

• Interferenza Co-canale e da canale adiacente

Tutti i parametri di canale sono variabili aleatorie ed è possibile solo una loro caratterizzazione statistica, tipicamente in termini di valore medio e di varianza.

I parametri del modello di propagazione visti sopra dipendono dal terreno, dalla densità di vegetazione, dall’altezza e dall’ampiezza del fascio dell’antenna, dalla velocità del vento, e dalla stagione (periodo dell’anno).

4.1 Modello del Path Loss suburbano

Il modello di Path Loss più utilizzato per segnali a forte predizione e per simulazione in ambienti macrocellulari è il modello Hata-Okumura [5,6]. Questo modello è valido per il range di frequenza tra 500-1500 MHz, per ricevitori a distanza maggiore di 1 km dalla BS, e per altezze di antenna della BS maggiori di 30 m. Esiste un’elaborazione del modello Hata-Okumura che estende il range di frequenza ai 2 GHz [7]. Si è dimostrato che questi modelli non sono appropriati per BS con altezze di antenna inferiori ai 30 m, e per terreni con una moderata o forte vegetazione o per terreni collinosi; per la correzione di queste limitazioni, si propone un modello presentato in [8]: il quale copre le tre categorie di terreno più comuni tipiche degli Stati Uniti.

La massima categoria di Path Loss è quella con terreno collinoso con densità di vegetazione da moderata a forte (Categoria A); la minima categoria di Path Loss è quella con terreno quasi sempre piatto con densità di vegetazione leggera (Categoria C); e la condizione intermedia di Path Loss è classificata nella Categoria B. I numerosi dati sperimentali sono stati raccolti dalla AT&T Wireless

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riferimento d₀, la mediana del Path Loss (PL in dB) è data da PL = A + 10 γ log₁₀(d/d₀) + s per d > d₀,

dove A = 20 log₁₀ (4 π d₀ / λ) (λ lunghezza d’onda in m), γ è l’esponente del Path Loss con γ = (a – b hb + c / hb) con hb compresa tra 10 m e 80 m (hb è l’altezza della BS in m), d₀ = 100m ed a, b, c

sono costanti dipendenti dalla categoria del terreno come riportato nella Tabella 4.1. Parametro del Modello Categoria A Categoria B Categoria C

a 4.0 3.5 3.0

b 0.0075 0.0065 0.005

c 12.6 17.1 20

Tabella 4.1

L’effetto d’ombra è rappresentato da s, che segue una distribuzione lognormale; il valore tipico della deviazione standard per s è tra 8.2 e 10.6 dB, dipendendo dal tipo di densità della vegetazione del terreno.

4.1.1 Termini di Correzione della frequenza e dell’altezza dell’antenna ricevente

Il modello di Path Loss visto sopra è basato su studi riguardanti frequenze intorno ai 2 GHz e per antenne riceventi con altezze di circa 2 m; per utilizzare questo modello ad altre frequenze e con antenne riceventi con altezze tra 2 m e 10 m, si devono includere dei termini di correzione. Il modello di Path Loss (in dB) con i termini di correzione è dato da:

PLmodificato = PL + ∆ PLf + ∆ PLh

dove PL è la perdita di cammino vista in 4.1, ∆ PL_f(in dB) è il termine di correzione di frequenza [9,10] dato da

∆ PL_f= 6 log₁₀( f / 2000)

dove f è la frequenza in MHz, e ∆ PL_h(in dB) è il termine di correzione dell’altezza dell’antenna ricevente dato da

∆ PL_h= - 10.8 log₁₀( h / 2); per la Categoria A and B [11] ∆ PL_h= - 20 log₁₀( h / 2); per la Categoria C [5]

dove h è l’altezza dell’antenna ricevente compresa tra 2 m e 10 m. 4.2 Profilo del ritardo Multipath

A causa della diffusione dovuta all’ambiente, il canale ha un profilo del ritardo di tipo multipath. Per antenne direttive, il profilo del ritardo può essere rappresentato da un andamento esponenziale più una delta di Dirac [12]; questo è caratterizzato da τ_rms (ritardo RMS di espansione del intero profilo del ritardo) che è definito come

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τ2_rms= Σ_jP_jτ2_j- (τ_avg)2 dove

τ_avg= Σ_jP_jτ_{j ,}

τ_jè il ritardo della j-esima componente di ritardo del profilo e P_jè data da

P_j= (potenza della j-esima componente del ritardo) / (potenza totale di tutte le componenti). Il profilo del ritardo è stato modellato usando un andamento esponenziale più una delta di Dirac dato da

P(τ) = Α δ (τ) + Β Σ

∞

i=0 exp(−i∆τ/τ0 ) δ(τ−i∆τ),

dove A, B e ∆τ sono determinati sperimentalmente. 4.2.1 Ritardo RMS di espansione

Un modello del ritardo di espansione è stato proposto in [13] basandosi su numerose pubblicazioni. E’ stato dimostrato che il ritardo RMS di espansione segue una distribuzione lognormale e che la mediana di questa distribuzione cresce come una potenza della distanza. Il modello è stato sviluppato per ambienti rurali, suburbani, urbani, e montuosi. Il modello ha la forma seguente

τrms = T1 dε y

dove τrms è il ritardo RMS di espansione, d è la distanza in km, T1 è il valore della mediana del τrms a

d = 1 km, ε è un esponente che varia tra 0.5-1.0, e y è una variabile lognormale. Comunque, questi risultati sono validi solo per antenne omnidirezionali; per tenere conto della direttività dell’antenna, possono essere usati i risultati riportati in [12,14], dove si è dimostrato che antenne direttive a 32° e a 10° riducono, rispettivamente, il valore della mediana del τrms di antenne omnidirezionali di un

fattore di 2.3 e 2.6.

Dipendendo dal terreno, dalle distanze, dalla direttività dell’antenna e dagli altri fattori, i valori del ritardo RMS di espansione tipici possono variare da 0.1 a 5 µs.

4.3 Caratteristiche del Fading

4.3.1 Distribuzione del Fade, fattore K

Il fading del segnale ricevuto a banda stretta viene caratterizzato da una distribuzione di Rice. Il parametro chiave di questa distribuzione è il fattore K, definito come il rapporto tra la potenza della componente “diretta” e la potenza della componente “diffusa”. E’ stato dimostrato che la distribuzione del fattore K a banda stretta è lognormale, con la mediana funzione della stagione, dell’altezza dell’antenna, del fascio dell’antenna, e della distanza; la deviazione standard è di circa 8 dB.

In [15] viene dedotto da dati sperimentali raccolti in ambienti suburbani tipici, per frequenze di lavoro pari a 1.9 GHz e con antenne trasmittenti alte circa 20 m, un modello del fattore K (in scala lineare), riportato di seguito:

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K = F_sF_hF_bK_odγ u dove

F_s è un fattore stagionale, F_s =1.0 in estate (foglie); 2.5 in inverno (no foglie)

F_h è il fattore di altezza dell’antenna ricevente, F_h = (h/3)0.46; (h è l’altezza dell’antenna ricevente in metri)

F_b è il fattore dell’ampiezza del fascio, F_b = (b/17)-0.62; (b in gradi) K_o e γ sono coefficienti di regressione, K_o = 10; γ = -0.5

u è una variabile lognormale con valore medio 0 dB e una deviazione standard di 8.0 dB. Si osservare che il fattore K decresce all’aumentare della distanza e dell’ampiezza del fascio dell’antenna.

Il calcolo dei fattori K per uno scenario è piuttosto complesso perché variano a secondo del Path Loss, del ritardo di espansione, della correlazione di antenna, delle caratteristiche specifiche del modem, e degli altri parametri che influenzano le caratteristiche del sistema. In generale i fattori K vengono determinati in modo da soddisfare il requisito che il 90% delle ubicazioni all’interno di una cella siano servite con il 99.9% di affidabilità. Comunque, si può ottenere un valore approssimato nel modo seguente: come prima cosa si seleziona il 90% degli utenti con i fattori K più alti all’interno della cella, e poi si ottiene il valore approssimato selezionando il minimo fattore K tra quelli selezionati. Per un scenario di spiegamento tipico (vedere 4.6 sui modelli di canale SUI) questo valore di fattore K può essere vicino o uguagliare lo 0.

La Figura 4.1 mostra le funzioni di distribuzione cumulativa del fading (CDF) per vari fattori K. Per esempio, per K = 0 dB (K lineare = 1) si ha un fade di 30 dB per un tempo di 10-3, molto simile al caso con fading di Rayleigh (K lineare = 0); per un fattore K di 6 dB, la probabilità di un 30 dB di fade avviene a 10-4. Il significato di queste probabilità di fade dipende dal tipo di sistema, per esempio se è prevista la diversità o la ritrasmissione (ARQ), e se viene offerta la qualità di servizio (QoS).

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Figura 4.1

4.3.2 Spettro Doppler

Seguendo il modello della densità spettrale di potenza (PSD) di Rice nel Cost 207 [16], si definiscono le componenti dello spettro Doppler fisse e diffuse. Nei canali wireless fissi la PSD Doppler della componente diffusa (variabile) è distribuita principalmente attorno a f = 0 Hz, mostrata in Figura 4.2.

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Figura 4.2

La forma dello spettro è perciò diversa dallo spettro classico di Jake per i canali mobili; questo si spiega con il fatto che l’antenna trasmittente e quella ricevente sono fisse. Una forma rotonda, come mostrata in Figura 4.3 può essere usata come una prima approssimazione della PSD Doppler che ha il vantaggio di essere disponibile nella maggiorparte dei simulatori di canali a frequenza radio (RF) esistenti [17]. Questa può essere approssimata da:

( )

f = S ⎩ ⎨ ⎧ − + 0 785 . 0 72 . 1 1 4 0 2 0 f f 1 1 0 0 > ≤ f f dove m f f f₀ = Figura 4.3

La funzione è parametrizzata da una massima frequenza Doppler fm. Alternativamente, può essere

usato come parametro il punto a -3dB, dove f-3dB può essere riferita a fm utilizzando l’equazione

vista sopra. Misure con frequenza centrale di 2.5 GHz mostrano un valore massimo per f-3dB di circa

2 Hz.

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4.3.3 Caratteristiche spaziali, Distanza di Coerenza

La distanza di coerenza è la minima distanza tra punti nello spazio per la quale i segnali sono incorrelati. Questa distanza è di solito maggiore di 0.5 lunghezze d’onda, dipendendo dall’ampiezza del fascio dell’antenna e dall’angolo della distribuzione di arrivo. Per la BS, si usa una spaziatura di circa 10, 20 lunghezze d’onda, rispettivamente, per altezze di antenna medio/basse ed alte (antenne settoriali a 120o).

4.4 Interferenza Co-canale

Per calcolare il C/I si usa un modello di Path Loss che tiene conto della mediana del Path Loss e del fading lognormale, ma non del fading temporale “veloce”. Nell’esempio mostrato in Figura 4.4, un particolare modello di riuso è stato simulato con dei segnali con una forte dipendenza dalla distanza r2 o r3, con un C/I evidentemente migliore per il secondo caso. Comunque, per casi non-LoS, il fading temporale ci costringe a considerare un margine di fading; il cui valore dipende dal fattore K di Rice del fading, dal QoS richiesto e dall’utilizzo di ogni misura di mitigazione di fading nel sistema.

Ci sono due modi per considerare il margine di fading; o il C/I viene traslato a sinistra, come mostrato nella Figura 4.4 o il C/I richiesto per un canale senza fading viene aumentato dal margine di fading; per esempio, se una modulazione QPSK richiede un C/I di 14 dB senza fading, questo diviene 24 dB con un margine di fading di 10 dB.

Figura 4.4

4.5 Fattore di Riduzione del Guadagno di Antenna

L’uso di antenne direzionali necessità di essere considerato attentamente, infatti il guadagno dovuto alla direttività può essere ridotto a causa della diffusione. In [18] viene dimostrato che il guadagno effettivo è minore del guadagno di antenna, e la differenza viene indicata come Fattore di Riduzione del Guadagno di Antenna (GRF). Questo fattore deve essere considerato nel bilancio del collegamento di una specifica configurazione di una antenna ricevente.

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aleatoria il cui valore in dB è distribuito come una Gaussiana (troncata a 0 dB) con un valore medio (µ_grf) e una deviazione standard (σ_grf) dati da

µ_grf= - (0.53 + 0.1 I) ln (β/360) + (0.5 + 0.04 I) (ln (β/360))2 σ_grf= - (0.93 + 0.02 I ) ln (β/360),

β l’ampiezza del fascio in gradi I = 1 per l’inverno e I = -1 per l’estate ln è il logaritmo naturale.

Nel calcolo del bilancio del collegamento, se G è il guadagno dell’antenna (dB), il guadagno effettivo dell’antenna sarà pari a G - ∆G_BW. Per esempio, se viene utilizzata un’antenna a 20o, il valore medio di ∆G_BW sarà vicino ai 7 dB.

In [14], è stato dimostrato che i risultati, basati su numerose misure in un’area suburbana e piatta con altezza dell’antenna della BS di 43 m e con altezze dell’antenna della SS di 5.2, 10.4 e 16.5 m, e con ampiezza del fascio di antenna a 10o, sono in accordo col modello presentato sopra. Si è osservato, per le antenne riceventi con altezza di 5.2 m e distanti 0.5-10 km, una mediana del GRF di circa 10 dB (differenza tra la mediana del Path Loss di una antenna direzionale e di una omnidirezionale); mentre, per le antenna riceventi di altezze 10.4 e 16.5, la differenza (GRF) è più piccola, circa 7 dB. Per descrivere più accuratamente gli effetti delle differenti altezze di antenna diverse e dei tipi di terreno sui valori del GRF sono richiesti maggiori dati sperimentali ed ulteriori analisi.

Nelle simulazioni del livello del sistema e nei calcoli del bilancio del collegamento per un elevata copertura della cella, la deviazione standard del GRF può essere incisiva; per un’antenna a 20o, la deviazione standard σ_grf è di circa 3 dB. Inoltre, la componente variabile del GRF può essere correlata con la variabile aleatoria lognormale del fading d’ombra.

La deviazione standard del fading d’ombra combinato con il GRF, σ_c, può essere calcolata usando la seguente formula:

σ_c2 = σ2 + σ_grf2 + 2 ρ σ σ_grf

dove ρ è il coefficiente di correlazione e σ è la deviazione standard della variabile aleatoria lognormale s del fading d’ombra. Per σ = 8 dB e σ_grf = 3 dB la formula produce una σ_c di 8.5 per ρ = 0 e di 10.5 dB per ρ = 0.77. Una maggiore deviazione standard dà luogo ad un maggiore margine di Path Loss per la copertura del 90% della cella (circa 0.3 dB per ρ = 0 e 1.5 dB per ρ = 0.77). 4.6 Modelli di Canale Stanford University Interim (SUI)

I modelli di canale descritti sopra offrono le basi per specificare i canali per un determinato scenario; è ovvio che si possono ottenere diverse descrizioni di canale in base alle molte combinazioni dei parametri. In questo paragrafo vengono illustrati i modelli di canale SUI; questi modelli possono essere usati per simulazioni, disegno, sviluppo e collaudo delle tecnologie adatte per applicazioni broadband wireless fisse. I parametri sono stati selezionati basandosi su i modelli statistici descritti nelle sezioni precedenti.

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Il prospetto dei parametri di canali SUI è riassunto nelle Tabelle seguenti. Tipo di Terreno Canali SUI

C SUI-1, SUI-2

B SUI-3, SUI-4

A SUI-5,SUI-6 Tabella 4.2

Fattore K: piccolo

Doppler Piccolo ritardo di espansione Moderato ritardo di espansione Grande ritardo di espansione

Piccolo SUI-3 SUI-5

Grande SUI-4 SUI-6

Tabella 4.3

Fattore K: grande

Doppler Piccolo ritardo di espansione Moderato ritardo di espansione Grande ritardo di espansione

Piccolo SUI-1, SUI-2

Grande Tabella 4.4

La struttura generica per il modello del canale SUI, rappresentata nella Figura 4.5, è quella per canali Multiple Input Multiple Output (MIMO), che include come sottostrutture le altre configurazioni di tipo Single Input Single Output (SISO) e Single Input Multiple Output (SIMO). La struttura del canale SUI è la stessa per il segnale diretto e per quelli interferenti.

Figura 4.5

Analizziamo i singoli blocchi della struttura:

Input Mixing Matrix: Questa parte modella la correlazione tra i segnali di ingresso quando sono usate antenne trasmittenti multiple.

Tapped Delay Line Matrix: Questa parte modella il fading multipath del canale. Il fading multipath è modellato come un vettore di ritardi non uniformi forniti mediante 3 prese. Il guadagno associato ad ogni presa è caratterizzato da una distribuzione di Rice (per un fattore K > 0), o di Rayleigh (per un fattore K = 0) e dalla massima frequenza Doppler.

Output Mixing Matrix: Questa parte modella la correlazione tra i segnali di uscita quando sono usate antenne riceventi multiple.

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Di seguito, usando la struttura generale del Canale SUI, vista precedentemente, e assumendo lo scenario seguente, costruiremo sei canali SUI che rappresentano dei canali reali.

Scenario per i canali SUI modificati: • Dimensione della cella: 7 km • Altezza dell’antenna della BS: 30 m

• Ampiezza del fascio dell’antenna della BS: 120o

• Altezza dell’antenna ricevente: 6 m

• Ampiezza del fascio dell’antenna ricevente: omnidirezionale (360o_{) e 30}o_.

Per un antenna con ampiezza del fascio di 30°, è usata un ritardo RMS di espansione più piccolo di 2.3 volte rispetto al ritardo RMS di espansione di una antenna omnidirezionale [12]. Di conseguenza, la potenza della seconda presa è attenuata di altri 6 dB e la potenza della terza presa è attenuata di altri 12 dB (effetto del modello della antenna, i ritardi rimangono gli stessi). Per il caso di antenne riceventi, i ritardi delle prese e le potenze sono costanti con i modelli del profilo del ritardo Cost 207 [16].

• Solo polarizzazione verticale

• Copertura di cella del 90% con una affidabilità del 99.9% per ogni locazione coperta

Nelle Tabelle seguenti vengono riportati i parametri per i sei canali SUI adattati allo scenario precedente, che saranno utilizzati nella simulazione descritta nel capitolo 5.

Canale SUI - 1

Presa 1 Presa 2 Presa 3 Unità

Ritardo 0 0.4 0.8 µs

Potenza (ant. omni) Fattore K 90% (omni) Fattore K 75% (omni) 0 4 20 -15 0 0 -20 0 0 dB Potenza (ant. 30o) Fattore K 90% (30o) Fattore K 75% (30o ) 0 16 72 -21 0 0 -32 0 0 dB Doppler 0.4 0.4 0.4 Hz

Correlazione di Antenna: ρenv = 0.7

Fattore di riduzione del Guadagno: GRF = 0 dB Fattore di Normalizzazione: Fomni = -0.1771 dB, F30o = -0.0371 dB Tipo di Terreno: C Antenna Omni: τrms = 0.103 µs, aumento del K: K = 3.3 (90%); K = 10.4 (75%) Antenna 30°: τrms = 0.041µs, aumento del K: K = 14.0 (90%); K = 44.2 (75%) Tabella 4.6

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Canale SUI - 2

Ritardo 0 0.5 1 µs

Fattore di riduzione del Guadagno: GRF = 2 dB Fattore di Normalizzazione: Fomni = -0.3930 dB, F30o = -0.0768 dB Tipo di Terreno: C Antenna Omni: τrms = 0.200 µs, aumento del K: K = 1.6 (90%); K = 5.1 (75%) Antenna 30°: τrms = 0.076µs, aumento del K: K = 6.9 (90%); K = 21.8 (75%) Tabella 4.7 Canale SUI - 3

Ritardo 0 0.5 1 µs

Potenza (ant. omni) Fattore K 90% (omni) Fattore K 75% (omni) 0 1 7 -5 0 0 -10 0 0 dB Potenza (ant. 30o) Fattore K 90% (30o) Fattore K 75% (30o ) 0 3 19 -11 0 0 -22 0 0 dB Doppler 0.4 0.4 0. 4 Hz

Fattore di riduzione del Guadagno: GRF = 3 dB Fattore di Normalizzazione: Fomni = -1.5113 dB, F30o = -0.3573 dB Tipo di Terreno: B Antenna Omni: τrms = 0.305 µs, aumento del K: K = 0.5 (90%); K = 1.6 (75%) Antenna 30°: τrms = 0.149µs, aumento del K: K = 2.2 (90%); K = 7.0 (75%) Tabella 4.8 Canale SUI - 4

Ritardo 0 2 4 µs

Fattore di riduzione del Guadagno: GRF = 4 dB Fattore di Normalizzazione: Fomni = -1.9218 dB, F30o = -0.4532 dB Tipo di Terreno: B Antenna Omni: τrms = 1.345 µs, aumento del K: K = 0.2 (90%); K = 0.6 (75%) Antenna 30°: τrms = 0.677µs, aumento del K: K = 1.0 (90%); K = 3.2 (75%) Tabella 4.9

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Potenza (ant. omni) Fattore K 90% (omni) Fattore K 75% (omni) Fattore K 50% (omni) 0 0 0 2 -5 0 0 0 -10 0 0 0 dB Potenza (ant. 30o) Fattore K 90% (30o) Fattore K 75% (30o ) Fattore K 50% (30o ) 0 0 2 7 -11 0 0 0 -22 0 0 0 dB Doppler 2 2 2 Hz

Fattore di riduzione del Guadagno: GRF = 4 dB Fattore di Normalizzazione: Fomni = -1.5113 dB, F30o = -0.3573 dB Tipo di Terreno: A Antenna Omni: τrms = 3.053 µs, aumento del K: K = 0.1 (90%); K = 0.3 (75%); K = 1.0 (50%) Antenna 30°: τrms = 1.493µs, aumento del K: K = 0.4 (90%); K = 1.3 (75%); K = 4.2 (50%) Tabella 4.10 Canale SUI - 6

Potenza (ant. omni) Fattore K 90% (omni) Fattore K 75% (omni) Fattore K 50% (omni) 0 0 0 1 -10 0 0 0 -14 0 0 0 dB Potenza (ant. 30o) Fattore K 90% (30o) Fattore K 75% (30o ) Fattore K 50% (30o ) 0 0 2 5 -16 0 0 0 -26 0 0 0 dB Doppler 0.4 0.4 0.4 Hz

Fattore di riduzione del Guadagno: GRF = 4 dB Fattore di Normalizzazione: Fomni = -0.5683 dB, F30o = -0.1184 dB Tipo di Terreno: A Antenna Omni: τrms = 5.240 µs, aumento del K: K = 0.1 (90%); K = 0.3 (75%); K = 1.0 (50%) Antenna 30°: τrms = 2.370µs, aumento del K: K = 0.4 (90%); K = 1.3 (75%); K = 4.2 (50%) Tabella 4.11

Note sulle Tabelle dei parametri:

• Il guadagno di canale totale non è normalizzato. Prima di usare un modello SUI, il fattore di normalizzazione specificato deve essere aggiunto ad ogni presa per arrivare ad una potenza totale media di 0 dB.

• Il Doppler specificato è il parametro di frequenza massima (fm) dello spettro arrotondato,

come descritto in 4.3.2.

• Il Fattore della Riduzione del Guadagno (GRF) è la riduzione della potenza totale media per un’antenna a 30o comparata ad una omnidirezionale. Se vengono utilizzate antenne a 30° il GRF specificato dovrebbe essere aggiunto al Path Loss. Da notare che questo implica che le 3 prese sono colpite ugualmente a causa di effetti di diffusione locale.

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• I fattori K sono valori lineari, non valori in dB, e sono stati arrotondati all’intero più vicino. • Nelle Tabelle sono indicati i fattori K per la copertura della cella del 90% e del 75%, per

esempio, il 90% e il 75% delle locazioni della cella hanno, rispettivamente, fattori K maggiori o uguali al valore del fattore K specificato. Per i canali SUI 5 e 6, sono anche indicati i valori del fattore K a 50%.

4.7 Estensione dei Modelli ad altre frequenze

I modelli statistici proposti per l’espansione del ritardo, per il fattore K, e per il GRF possono essere usati nel range di frequenze tra 1 - 4 GHz (la metà e il doppio della frequenza per la quale sono stati dedotti i modelli). In [10] vengono illustrati i fattori di correzione di frequenza adatti per potere utilizzare i modelli di Path Loss anche in range di frequenza estesi.