4 Sottosistema di ricezione

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4 Sottosistema di ricezione

In questo capitolo è descritta l’architettura del blocco di ricezione installato sulla scheda R (figura 2.15). Inizialmente è riportata un’analisi del segnale in ricezione e dell’influenza del rumore sulle prestazioni del sistema, e, dopo una breve descrizione delle caratteristiche del microfono utilizzato, è descritto il front-end al quale è collegato il microfono, la parte di condizionamento del segnale e infine il decisore, secondo lo schema a blocchi riportato nella figura 2.15.

4.1 La misura del tempo di volo e il metodo decisionale

In assenza di rumore acustico ambientale, l’onda meccanica in arrivo sul ricevitore ha una forma simile a quella trasmessa, riportata in figura 3.41: infatti il sistema costituito dal tweeter e dal mezzo di trasmissione risulta avere, per la sollecitazione in questione, una buona linearità sia di ampiezza che di fase. Tale affermazione, oltre che da considerazioni teoriche, è giustificata anche da una prova sperimentale di laboratorio, dove si è misurata la tensione in uscita dal microfono (opportunamente amplificata con un amplificatore audio dalle ottime caratteristiche lineari) nel caso di sollecitazione del tweeter con una forma d’onda aperiodica dal contenuto frequenziale vario e con un’ampiezza massima di valore analogo a quella che si è utilizzato poi nel sistema: in tal caso la forma d’onda replicava fedelmente quella trasmessa, a conferma della linearità del blocco tweeter-mezzo di trasmissione.

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microfono, opportunamente amplificato (ipotizzando Vpp pari a 2 V e

un’amplificazione non invertente, in generale il guadagno dovrà essere regolato agendo sul sistema di amplificazione), sia quello riportato in figura 4.1.

figura 4.1: segnale in uscita dal blocco microfono-amplificatore (come riferimento temporale si è preso l’istante di arrivo del segnale sul ricevitore)

Tale segnale utile presenta uno spettro frequenziale concentrato attorno alla frequenza fondamentale (si veda a tal proposito la figura 3.43), pertanto, per ridurre il rumore acustico ambientale in ingresso al decisore, si è inserito un filtro passa-banda del secondo ordine centrato sulla frequenza fondamentale, secondo lo schema di figura 4.2.

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figura 4.2: schema a blocchi del ricevitore

Utilizzando ad esempio un passa-banda con un Q = 5 e f0 = 15,5 kHz (quindi con una banda passante di circa 3 kHz), si ottiene in uscita dal filtro ideale il segnale riportato in figura 4.3 e in figura 4.4.

figura 4.3: risposta del filtro passa-banda con Q = 5 e fT = 15,5 kHz al segnale ricevuto di figura 4.1 nel caso ideale (assenza di rumore acustico e elettrico e realizzazione filtro ideale)

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figura 4.4: risposta del filtro passa-banda con fT = 15,5 kHz al segnale ricevuto di figura 4.1 nel caso ideale per diversi valori di Q (assenza di rumore acustico e elettrico e realizzazione filtro ideale)

figura 4.5: risposta del filtro passa-banda, con Q = 5 al variare di fT, al segnale ricevuto di figura 4.1 nel caso ideale (assenza di rumore acustico e elettrico e realizzazione filtro ideale)

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figura 4.6: risposta del filtro passa-banda, con Q = 10 al variare di fT, al segnale ricevuto di figura 4.1 nel caso ideale (assenza di rumore acustico e elettrico e realizzazione filtro ideale)

figura 4.7: risposta del filtro passa-banda, con Q = 20 al variare di fT, al segnale ricevuto di figura 4.1 nel caso ideale (assenza di rumore acustico e elettrico e realizzazione filtro ideale)

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Il compito della parte di ricezione è di informare l’unità di elaborazione dell’istante esatto di arrivo dell’onda. Dalla figura 2.21 e dalla figura 2.23 risulta evidente che, per contenere l’errore sulla misura di velocità entro valori accettabili (al massimo qualche m/s), sia necessario contenere l’errore sulla stima del tempo di volo entro 10-15 µs. Poiché viene effettuata una taratura a fermo, non è necessario che la condizione sul segnale che ci fa decidere per l’avvenuta ricezione del tono sia all’inizio dell’oscillazione, è sufficiente che la condizione abbia sempre la stessa collocazione temporale.

E’ da considerare inoltre la presenza del rumore acustico (quello elettrico è trascurabile) e la variabilità della risposta in frequenza del filtro al variare delle tolleranze dei componenti con i quali è realizzato.

Per quanto riguarda la variabilità della risposta in frequenza del filtro, osservando la figura 4.5, la figura 4.6 e la figura 4.7, si nota che i primi tre istanti di attraversamento per lo zero (detti T1 T2 T3, rispettivamente il primo con pendenza positiva, il secondo con pendenza negativa e il terzo con pendenza positiva) avvengono in tempi con distanze dell’ordine di 1-2 µs: tali tempi sono riportati, con precisione di 0,1 µs, in tabella 4.1.

Pertanto, rilevando gli attraversamenti per zero, si è in grado di determinare, con precisione sufficiente a contenere l’errore sulla misura di velocità entro i valori richiesti, l’istante di arrivo dell’onda acustica sul ricevitore, a meno di possibili errori causati dal rumore acustico in ingresso al microfono.

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tabella 4.1: andamento dei tempi di attraversamento al variare del Q e della frequenza di taglio del filtro passa-banda

Fattore di risonanza Q

Frequenza effettiva del

filtro T1 [µs] T2 [µs] T3 [µs] fT = 14,5 kHz fT = 15,5 kHz Q = 5 fT = 16,5 kHz 39,6 38,6 37,6 73,7 71,8 70 107,1 104,4 101,9 fT = 14,5 kHz fT = 15,5 kHz Q = 10 fT = 16,5 kHz 39,8 38,7 37,7 73,5 71,8 69,9 107,3 104,4 101,6 fT = 14,5 kHz fT = 15,5 kHz Q = 20 fT = 16,5 kHz 39,9 38,8 37,8 74 71,8 69,9 107,5 104,4 101,5

E’ da considerare inoltre la presenza del rumore acustico (quello elettrico è trascurabile) che modifica la forma d’onda del segnale in ingresso al filtro passa-banda.

Per modellare il rumore si è utilizzato una sorgente di rumore acustico con densità di probabilità di tipo gaussiano e con una densità spettrale di potenza uniformemente distribuita nella banda 0-20 kHz da addizionare al segnale ideale in ingresso al filtro. I risultati al variare della rapporto segnale/rumore sono riportati in figura 4.8, in figura 4.12, in figura 4.16 e in figura 4.20, che riportano l’andamento nel tempo del segnale in ingresso al filtro passa-banda per valori diversi del rapporto segnale/rumore. Tali figure sono seguite dai grafici degli andamenti nel tempo dell’uscita dal filtro passa-banda al variare della frequenza di taglio del filtro stesso (si è considerato un possibile intervallo di variazione di fT di

± 1 kHz) che si ha nelle realizzazioni pratiche del filtro, per tre diversi valori di Q. In particolare in figura 4.9, in figura 4.10 e in figura 4.11, è riportata la risposta al

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segnale di figura 4.8; in figura 4.13, in figura 4.14 e in figura 4.15, è riportata la risposta al segnale di figura 4.12; in figura 4.17, in figura 4.18, e in figura 4.19, è riportata la risposta al segnale di figura 4.16; in figura 4.21, in figura 4.22 e in figura 4.23 è riportata la risposta al segnale di figura 4.20.

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figura 4.9: risposta del filtro passa-banda con frequenza fT = 14,5 kHz al segnale di figura 4.8 per i valori di Q = 5, Q = 10, Q = 20

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Osservando l’andamento del segnale in ingresso al decisore al variare del rapporto segnale/rumore, si nota che esistono attraversamenti per lo zero anche in assenza di segnale e con il solo rumore presente.

Per limitare l’interferenza del rumore si è utilizzato pertanto un sistema di rilevazione degli attraversamenti per zero con soglia, ovvero che rilevi l’attraversamento solo quando viene superata una certa soglia del segnale sullo zero (si veda la figura 4.24), con lo scopo di determinare l’istante di arrivo, e contemporaneamente un rilevatore di inviluppo, che segua nel tempo il valore dell’ampiezza massima del segnale, per informare della validità o meno dell’arrivo del treno di impulsi, ovvero per sapere se l’istante rilevato dallo zero crossing è un istante “valido” in base al livello raggiunto da tale rilevatore di

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131 inviluppo.

Infatti, come si è potuto osservare dagli andamenti nel tempo della risposta del filtro, un segnale con un’energia sufficiente nella banda del filtro passa-banda è in grado di generare un’oscillazione di ampiezza sufficiente a superare le soglie dei comparatori. Il problema non può essere semplicemente superato aumentando il valore delle soglie dei comparatori, perché in tal caso aumenterebbe l’incertezza relativa all’istante di arrivo; il rilevatore di inviluppo serve proprio a questo scopo, ovvero in base al livello di tensione raggiunto dall’inviluppo del segnale dopo l’arrivo degli attraversamenti per zero, esso permette la decisione sulla validità o meno dell’istante temporale in questione. Tale decisore è descritto in dettaglio nel paragrafo 4.3.

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4.2 Specifiche Microfono

Il microfono adottato è un microfono a condensatore. Come tutti i microfoni sensibili alla pressione acustica, tale microfono presenta un sensibilità spaziale omnidirezionale nella parte frontale. Anche se l’uso di un microfono direzionale (ad esempio a gradiente di pressione oppure realizzazioni a linea acustica o a lente acustica, si veda a tal proposito [26]) avrebbe potuto aumentare il rapporto segnale rumore in ricezione, si è preferito ricorrere all’utilizzo di un normale microfono a condensatore per motivi di minimo costo, minimo ingombro e elevata diffusione commerciale.

In particolare si è utilizzata una capsula microfonica preamplificata, che integra in un piccolo contenitore metallico (si veda la figura 4.25) sia il microfono vero e proprio che uno stadio di preamplificazione costituito da un FET (con il compito principale di abbassare l’impedenza di uscita), il cui schema è riportato nella figura 4.26.

figura 4.25: foto della capsula microfonica preamplificata che si è utilizzato

Esternamente è necessario alimentarla (con una tensione continua massima di 10 V) e prelevare il segnale di uscita sul terminale 1, inserendo un condensatore in serie se si vuole eliminare la componente continua presente. La capsula provvede

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133 internamente alla polarizzazione del microfono a condensatore presente al suo interno e alla polarizzazione dell’elemento attivo (FET) presente.

figura 4.26: schema elettrico della capsula microfonica preamplificata che si è utilizzato (fra il terminale 3 e il terminale 1 è presente una resistenza di polarizzazione di valore pari a circa 1 kΩ)

figura 4.27: risposta in frequenza tipica della capsula microfonica utilizzata

Riferendoci alla capsula nel suo insieme, essa è caratterizzata da un’impedenza di uscita misurata alla frequenza di 15,5 kHz di circa 1 kΩ (quindi notevolmente più bassa di quella usuale di un microfono a condensatore, grazie al FET) e presenta una sensibilità pari a -40 dBV/Pa, misurata con una sorgente posta a una distanza di

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eccitazione di 1 kHz, mentre il rapporto segnale-rumore è dichiarato maggiore di 60 dB. L’andamento della risposta in frequenza si è riportato in figura 4.27. Per comodità le caratteristiche della capsula si sono riportate anche nella tabella 4.2.

tabella 4.2: specifiche acustiche e elettriche della capsula microfonica

Sensitività -40 dBV/Pa (distanza L = 0,5 m)

Impedenza di uscita Rout = 1 kΩ

Direttività Omnidirezionale

Risposta in frequenza 30-16000 kHz

Rapporto segnale rumore (SNR) 60 dB Massima tensione di polarizzazione 10 V Massimo assorbimento di corrente 0,5 mA

La capsula, alimentata con una tensione continua di 5 V, presenta un assorbimento di corrente di 0,2 mA, mentre la tensione di uscita sul terminale 3 di figura 4.26 possiede una componente continua di circa 4,6 V, pertanto, per collegarla con l’ingresso dell’amplificatore, è necessario inserire una capacità di disaccoppiamento.

4.3 Front-end analogico, filtro e decisore

Il segnale di uscita dalla capsula microfonica ha necessità di essere amplificato. Si noti poi che essendo più semplice, in uscita dal passa-banda, trattare un segnale a valor medio nullo, si è scelto di utilizzare integrati alimentati con valori di

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135 tensione simmetrici rispetto al comune.

A causa del tipo di alimentazione a disposizione (tensione continua regolata a 5 V), non simmetrica rispetto al comune del sistema, è necessario utilizzare un convertitore di tensione da positiva a negativa, che si è realizzato con una pompa di carica; infatti la sorgente a -5 V deve fornire un basso livello di corrente in uscita, dell’ordine di qualche decina di mA, valore che si è cercato di tenere basso anche in vista di un possibile utilizzo a batteria del sistema. Tenuto conto che la parte di trasmissione assorbe dalla sorgente a 5 V in media circa 300 mA con punte di corrente massime dell’ordine di 1,5 A, invece di utilizzare uno switching che fornisse entrambe le tensioni, si è preferito realizzarne uno che fornisse la tensione positiva (più semplice e economico di uno duale), ottenendo quella negativa con un convertitore di tensione cosiddetto a pompa di carica. Inoltre, essendo la scheda R dove viene installato il ricevitore separata fisicamente da quella dove è l’alimentatore (scheda T), si è preferito portare una sola tensione sulla scheda R.

Come pompa di carica si è utilizzato l’integrato ICL7660 realizzato dalla Maxim, dispositivo a basso costo che possiede caratteristiche di erogazione di corrente adeguate ai dispositivi che deve alimentare e non necessita di utilizzo di componenti esterni, ad esempio induttanze.

A causa della variabilità delle condizioni ambientali in cui il sistema dovrà operare, che comportano ad esempio un’attenuazione non determinabile a priori, si è scelto di utilizzare un amplificatore a guadagno variabile, in modo da adattare

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il segnale a una dinamica adeguata allo stadio successivo (anche per evitare di far saturare gli integrati degli stadi a valle).

Data l’impedenza di uscita della capsula microfonica, si è utilizzato un montaggio non invertente a guadagno regolabile, riportato in figura 4.28. Si noti la capacità di disaccoppiamento fra l’uscita della capsula microfonica e l’ingresso non invertente dell’amplificatore operazionale, di valore C6 = 68 nF in modo da ottenere un’impedenza trascurabile alla frequenza del segnale trasmesso, e la resistenza R4, avente lo scopo di fornire la corrente di polarizzazione all’ ingresso non invertente, il cui valore R4 = 10 kΩ è stato scelto come compromesso fra l’esigenza di non avere un’attenuazione troppo elevata del segnale prodotto dalla capsula microfonica (la cui resistenza di uscita vale 1 kΩ) e non produrre uno sbilanciamento di tensione in uscita superiore a 500 mV.

figura 4.28: realizzazione blocco amplificatore

Il guadagno variabile è realizzato con il potenziometro multigiro R3, in modo da avere un’amplificazione variabile su un intervallo da circa 3 a circa 15, valore

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137 ottenuto con R1 = 10 kΩ, R2 = 10 kΩ e con R3 variabile da 10 kΩ a 150 kΩ, valori con i quali si minimizza anche l’effetto delle correnti di polarizzazione18. Per l’operazionale dell’amplificatore si richiedevano le seguenti caratteristiche:

• Slew-rate > 2πf0VCC/Q = 0,486/Q [ V/µs ];

• Alimentazione simmetrica (VCC+ = -VCC- = 5 V);

• PGB > 1 MHz;

• Sbilanciamento massimo della tensione di uscita nella configurazione utilizzata minore di 500 mV;

Si è utilizzato un TL082 della Texas Instruments, che risponde ai requisiti soprascritti, nel package che contiene due operazionali, di cui uno viene usato per il filtro passa-banda (tuttavia l’operazionale non è una componente critica per l’amplificatore dato che il microfono è già preamplificato).

Per quanto riguarda il massimo sbilanciamento in uscita, considerando il valore delle resistenze, il valore delle correnti di polarizzazione e il valore degli offset di tensione e di corrente si ottiene un valore massimo inferiore a 500 mV.

Il filtro passa-banda si è realizzato con il noto montaggio di Delyiannis (invertente), riportato in figura 4.29.

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figura 4.29: realizzazione passa-banda (Delyiannis)

La frequenza di taglio nominale è fT = 1/2πRC = 15,4 kHz, ottenuta con i valori commerciali C = 2,2 nF e R = 4,7 kΩ, con una variazione dovuta alla tolleranza dei componenti che porta la frequenza effettiva in un intervallo compreso da 14,5 kHz a 16,4 kHz (R all’1% e capacità di tipo ceramico C0G al 5 %, piccole tolleranze giustificate dall’esigenza di avere una frequenza la più vicina possibile a f0).

Il valore del fattore di risonanza Q è riportato nella (4.1). Con resistenze all’1% di tolleranza, di valore nominale Rb = 3 kΩ, Ra = 5,6 kΩ, si è ottenuto Q = 7,5

nominale e compreso, a causa delle tolleranze, fra 5,8 e 10,4.

Utilizzando altri valori di resistenze commerciali all’1% di tolleranza, ad esempio Rb = 6,2 kΩ eRa = 12 kΩ, si può ottenere un Q = 15,47 (nominale) che tuttavia

presenta una variazione, dovuta alle tolleranze, compresa fra 9,7 e 39,3, variabilità troppo elevata per un sistema affidabile (ad esempio il guadagno alla frequenza

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139 centrale del filtro varierebbe di un fattore quattro fra un caso e l’altro, con necessità di regolare il guadagno dello stadio di amplificazione a valori troppo bassi onde evitare di far saturare l’operazionale del filtro di Delyiannis).

1 1 2 3 v b v a A R con Av A R − ₌ ₊ ⋅ − (4.1)

Considerando complessivamente l’effetto delle tolleranze, si ottiene una risposta in frequenza del filtro, valutata alla frequenza centrale, variabile da 13,4 dB a 20,3 dB, come si può vedere dalla figura 4.30.

figura 4.30: diagramma di Bode dell'ampiezza della risposta in frequenza del filtro nei casi nominale e limite di fT e di Q (per fT = 14,5 kHz, 15,5 kHz, 16,4 kHz e Q = 7,5, 5,8 e 10,4)

Con i valori di resistenze adottati, l’operazionale in questione provoca uno sbilanciamento massimo della tensione di uscita in continua minore di 50 mV, che ha un’influenza trascurabile sugli stadi a valle, anche in considerazione del fatto

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che le soglie dei comparatori sono realizzate con partitori resistivi regolabili. Il decisore se è realizzato come riportato nello schema a blocchi figura 4.31.

figura 4.31: schema a blocchi del decisore

I comparatori 1 e 2, la cui uscita va direttamente a una porta di I/O del microcontrollore, servono per rilevare gli attraversamenti per zero del segnale; la soglia serve per evitare di rilevare attraversamenti spuri dovuti al rumore in assenza di segnale ricevuto, mentre due comparatori in luogo di uno sono utili per avere un riferimento di attraversamento positivo e uno negativo, cosa che fra l’altro permette di avere più informazioni per la logica di controllo del sistema rispetto a un singolo comparatore. Si sarebbero potuti usare anche comparatori sensibili solo a un attraversamento della soglia, in salita o in discesa: utilizzando quattro comparatori, la parte software avrebbe avuto anche questa informazione in

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141 più.

Tuttavia, sia per non appesantire troppo l’hardware, sia in considerazione del fatto che la forma del segnale in arrivo è grosso modo nota a priori, si è deciso di utilizzare due soli comparatori, a scapito di un aumento di complessità della parte software (algoritmo di calcolo e validazione istante di arrivo).

Le soglie dei comparatori si sono realizzate utilizzando un partitore resistivo composto da due resistenze, di cui una regolabile per consentire la massima flessibilità in fase di collaudo e di messa a punto dell’intero sistema hardware/software (si veda la figura 4.32, dove le capacità si sono inserite per limitare la potenza di rumore in ingesso ai comparatori).

La realizzazione dei comparatori con soglia, con un’uscita idonea a sostenere un corretto pilotaggio di una porta di I/O del microcontrollore, è riportata nella figura 4.33. In tale montaggio si sono usati gli integrati LP211, in quanto hanno un uscita direttamente collegabile al microcontrollore. Infatti, il loro particolare stadio di uscita è a emettitore e a collettore aperto, pertanto attraverso l’utilizzo di un opportuno pull-up resistivo, è direttamente interfacciabile con una porta di I/O del microcontrollore: in altri termini gli LP211 hanno permesso, usando una alimentazione simmetrica rispetto al comune, di avere in ingresso un segnale a valor medio nullo rispetto al comune (dunque che assume anche valori negativi) e confrontabile anche con soglie negative, e contemporaneamente avere un’uscita idonea ad essere utilizzata direttamente come ingresso per la parte digitale (per la quale il riferimento di tensione è 0 V).

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L’inconveniente di questa configurazione è che prevede l’utilizzo di comparatori ad anello aperto, dunque senza nessun tipo di reazione positiva, la quale avrebbe accelerato il tempo di commutazione dell’uscita e introdotto un minimo di isteresi nei dintorni della soglia, cosa utile anche per diminuire l’influenza del rumore. Tuttavia l’utilizzo di comparatori in reazione positiva avrebbe aumentato la complessità dell’hardware, rendendo ad esempio necessari elementi per adattare l’uscita a livelli CMOS o tagliatori di tensione in ingresso ai comparatori stessi ecc.

Considerando sia la particolare struttura delle porte di I/O del microcontrollore, che prevede un sincronizzatore realizzato con un flip-flop D-latch seguito da un flip-flop edge-triggered per campionare il dato in ingresso, sia la velocità di variazione del segnale19, si è ritenuto adeguato per lo scopo un comparatore ad anello aperto con un tempo di risposta dell’ordine di 1 µs; con tali tempi di risposta esistono dispositivi a basso assorbimento di corrente, come il comparatore che poi si è adottato. Eventuali commutazioni multiple del comparatore, causate dal rumore che si aggiunge al segnale20, sono gestiti a livello

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il tempo in cui il segnale in ingresso al comparatore varia del livello necessario a far commutare il comparatore è dell’ordine di 1 ns

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il rumore provoca infatti attraversamenti multipli del livello di tensione di comparazione in situazioni in cui in assenza di rumore ce ne dovrebbe essere uno solo, causando commutazioni in uscita multiple in luogo di una sola presenta nel caso ideale. Per maggiori dettagli si veda ad esempio il riferimento [20] o [27].

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143 software.

Come valore della resistenza di pull-up si è scelto 10 kΩ, con il quale si ottiene una corrente massima nel transistore di uscita di 0,5 mA e una velocità di commutazione della porta di I/O del microcontrollore, nel caso di sollecitazione a gradino, di circa 100 ns (considerando che la capacità di ingresso di un pin di I/O vale circa 10 pF).

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figura 4.33: realizzazione comparatori con soglia

Il rilevatore di inviluppo è stato utilizzato per seguire l’andamento temporale dell’inviluppo del segnale, con funzioni di validazione dell’istante temporale rilevato, in base al raggiungimento o meno di una certa soglia (infatti l’inviluppo massimo che il segnale raggiunge dipende dall’energia del segnale nella banda del filtro).

La sua realizzazione è riportata in figura 4.34, dove il comparatore è un LP211 e il diodo è un 1N4148. Come valori della resistenza e della capacità si è scelto C12 = 1 nF e R13 = 470 kΩ, in modo che RC >> 65 µs e RC < 1 ms21 (dove 1 ms rappresenta la durata dell’intervallo temporale dopo il quale si esaurisce l’effetto della sollecitazione). La soglia è realizzata in modo analogo con quanto riportato

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a causa del fatto che la frequenza di oscillazione e la banda dell’inviluppo non sono separati da due ordini di grandezza o più, non è possibile scegliere una costante di tempo RC nel modo usuale.

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145 in figura 4.32.

figura 4.34: realizzazione rilevatore di inviluppo

4.4 Simulazione numerica del blocco di ricezione

In questo paragrafo è rappresentata la simulazione numerica del comportamento elettrico del sottosistema di ricezione, realizzata con Orcad Pspice.

Si sono riportati anche gli schemi elettrici dei vari blocchi di figura 4.2, con evidenziati i punti di prelievo della tensione. In particolare, in figura 4.35, è riportato lo schema elettrico della configurazione circuitale utilizzata per generare la tensione, la cui forma è ipotizzata secondo le considerazioni riportate nel paragrafo 4.1, in uscita dal microfono; in figura 4.36 è riportato lo schema elettrico dell’amplificatore e del filtro passa banda, mentre in figura 4.37 è riportato lo schema elettrico del decisore.

I grafici in figura 4.38, in figura 4.39 e in figura 4.40 sono relativi alla situazione ideale di assenza di rumore, mentre quelli in figura 4.41, e in figura 4.42 si riferiscono ad una simulazione in cui al segnale è stato addizionato rumore acustico. Tali grafici si riferiscono ognuno ai punti di prelievo del segnale specificati nei rispettivi schemi elettrici, secondo le convenzioni dei colori in

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figura 4.35, in figura 4.36 e in figura 4.37.

figura 4.35: schema utilizzato per generare il segnale in ricezione (si veda il paragrafo 4.1 per considerazioni sul tipo di forma d’onda ipotizzata in uscita dal microfono)

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figura 4.37: prelevo tensioni in ingresso e in uscita ai comparatori

figura 4.38: partendo dall’alto è riportato l’andamento del segnale rispettivamente in uscita dal microfono, dall’amplificatore e dal filtro passa-banda (in assenza di rumore acustico)

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figura 4.39: partendo dall’alto è riportato l’andamento del segnale rispettivamente in uscita dal rilevatore di inviluppo e dal comparatore a valle del rilevatore stessi (in assenza di rumore acustico)

figura 4.40: andamento del segnale in uscita dai comparatori, con la soglia a 1 V (in assenza di rumore acustico)

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figura 4.41: partendo dall’alto è riportato l’andamento del segnale rispettivamente in uscita dal microfono e dal filtro passa-banda (in presenza di rumore acustico ambientale)

figura 4.42: andamento in uscita dai comparatori e dal rilevatore di inviluppo (in presenza di rumore acustico ambientale)