Capitolo 3:
3.1 Integrazione con l’elettronica a RF
La possibilità di ottenere un’antenna di dimensioni tali da poter essere posizionata su un chip ci permette di risolvere il problema della interconnessione con l’elettronica a RF integrata su chip. Si rende possibile realizzare un singolo radio chip contenente sia il front-end che l’antenna. D’altra parte le basse prestazioni dell’antenna a microstriscia potrebbero limitare l’uso di questo radio chip. Si rende necessario allora scegliere dei componenti per il front-end che permettano di allargare la sfera di utilizzo di un tale tipo di sistema integrato. La tecnologia basata sul silicio, commercialmente comune, ha delle basse prestazioni che mal si combinano con i nostri obiettivi. Per migliorare la qualità dei componenti senza dover ricorrere a tecnologie molto costose possiamo avvalerci della tecnologia al SiGe.
3.2 Tecnologia al SiGe
In un transistor BJT, il collettore, la base e l’emettitore sono realizzati con lo stesso materiale che presenta gli stessi intervalli di livello. La retro iniezione delle lacune attraverso la giunzione tra emettitore e base è limitata dal drogaggio e dal beta (guadagno di corrente) del dispositivo. Un alto valore del beta è necessario per avere un alto guadagno di potenza mentre un elevato drogaggio della base permette di abbassare la resistenza e quindi di diminuire il rumore del transistor. Nella realizzazione su microchip la struttura del transistor è verticale e l’altezza della base rappresenta un parametro critico per determinare il tempo di attraversamento dei portatori minoritari. Il tempo di transito è direttamente collegato alle prestazioni del transistor a elevate frequenze.
Fig. 3.1
livelli. Questa discontinuità crea una barriera di potenziale per le lacune limitando la retro iniezione delle lacune nella giunzione emettitore/base. Otteniamo così di incrementare il valore del beta, di poter aumentare il drogaggio della base e di diminuire la sua altezza (fig. 3.1).
Gli HBT realizzati al SiGe sono molto simili ai tradizionali HBT. I SiGe HBT hanno il collettore e l’emettitore in silicio. La base è realizzata attraverso il progressivo drogaggio con il germanio per creare un gradiente tra i livelli. Si crea così campo discendente che accelera i portatori minoritari riducendo il tempo di transito della base (fig. 3.2).
3.3 Amplificatore a basso rumore (LNA)
L’amplificatore a basso rumore è un componente essenziale nella catena di ricezione. Data la sua importanza un LNA deve avere un basso rumore, un alto guadagno e un buon controllo dell’impedenza. Inoltre esso deve presentare un buon isolamento tra ingresso e uscita per garantire la stabilità.
Le più comuni configurazioni per realizzare un LNA sono la CB e la CE. La configurazione a base comune (CB) presenta un ottimo isolamento tra ingresso e uscita e la resistenza di ingresso può essere facilmente adattata a 50 Ω tramite la sua transconduttanza (gm). Inoltre un amplificatore CB mostra una più alta linearità rispetto a uno CE, grazie alla resistenza di ingresso che tampona le variazioni di impedenza dell’emettitore. Nel contempo la topologia CB presenta una cifra di rumore (NF) relativamente alta e un guadagno di corrente poco più piccolo dell’unità.
La configurazione a emettitore comune (CE) fornisce un alto guadagno di tensione e un moderato guadagno di corrente. Inoltre la scelta di un amplificatore CE non limita intrinsecamente la cifra di rumore di un LNA. Queste caratteristiche suggerirebbero immediatamente l’uso di un CE per realizzare un amplificatore ad alto guadagno e basso rumore. Purtroppo la configurazione CE comporta un’alta non linearità e un basso isolamento tra ingresso e uscita.
Il basso isolamento dell’amplificatore CE causa dei grossi inconvenienti quando desideriamo avere un componente stabile. I problemi di isolamento
abbiamo bisogno di un induttore con un elevato fattore di qualità e che occupa una elevata porzione del chip. Inoltre l’induttore ha normalmente bisogno di una capacità di blocco per la corrente continua che diminuisce ulteriormente l’area a disposizione e aumenta le perdite dovute a induttanze e a capacitanze parassite. Un metodo molto più attraente è quello che utilizza una configurazione cascode (fig. 3.4). Con questo montaggio, Q2 è un transistor CB che incrementa l’isolamento tra ingresso e uscita. In aggiunta, la bassa impedenza di ingresso dello stadio CB abbassa il guadagno di tensione dello stadio CE (Q1). Questa topologia causa una aggiunta di rumore nel cammino del segnale. Il rumore addizionale può venire normalmente tollerato in virtù dei vantaggi che questa configurazione comporta. Per i suddetti motivi la configurazione cascode è spesso usata per l’implementazione degli amplificatori integrati su chip.
r π gmvb e ro vb e E B C Cµ vo u t C π Fig. 3.3
3.4 Prestazioni e implementazione di un LNA
Come riferimento useremo un LNA con topologia cascode, che usa la degenerazione induttiva dell’emettitore per ottenere, insieme con la corrente di collettore e le dimensioni del transistor, un adattamento dell’impedenza di ingresso. Le dimensioni dei transistor sono particolarmente cruciali per il raggiungimento di certi obiettivi. Se costruiamo i nostri dispositivi un poco più grandi possiamo ottenere di diminuire la cifra di rumore e di aumentare la linearità del dispositivo a scapito della stabilità e del rendimento energetico. Al contrario, una diminuzione delle dimensioni porta ad abbassare il consumo energetico e ad aumentare la stabilità perdendo in linearità e NF. La scelta delle giuste dimensioni dovrà essere effettuata di volta in volta tenendo conto delle priorità.
La simulazione dei parametri S nel range di frequenza tra i 4,8GHz e i 6,2 GHz ci da un’ottima visuale sulle caratteristiche dell’amplificatore. Nella figura 3.5, supposto che l’amplificatore abbia alla sua uscita una rete LC opportuna, possiamo osservare l’andamento del guadagno (S21) e dell’isolamento (S12). Il guadagno è di circa 10dB intorno alla frequenza dei
per l’uscita. La cifra di rumore (NF) di un tale quadripolo si sposta tra i valori di 2dB e di 2.5dB (fig. 3.7). Nel range di frequenze considerate il quadripolo è incondizionatamente stabile per tutte le terminazioni passive e per dimostrarlo basterebbe effettuare il semplice calcolo del fattore k. La linearità del dispositivo è mostrata nella figura 3.8. Nella stessa è mostrato anche il punto di intersezione del terzo ordine (IIP3), che si trova a 4dBm.
-25.000 -20.000 -15.000 -10.000 -5.000 0.000 5.000 10.000 15.000 4.800 5.000 5.200 5.400 5.600 5.800 6.000 6.200 Frequency, GHz S -p a ra m e te r, d B S21 S121 -20.000 -17.000 -14.000 -11.000 -8.000 -5.000 -2.000 4.800 5.000 5.200 5.400 5.600 5.800 6.000 6.200 Frequency, GHz S -par am et er , dB S11 S22 Fig. 3.5 Fig. 3.6
2.000 2.100 2.200 2.300 2.400 2.500 2.600 4.800 5.000 5.200 5.400 5.600 5.800 6.000 6.200 Frequency, GHz N F , d B -280.000 -240.000 -200.000 -160.000 -120.000 -80.000 -40.000 0.000 40.000 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 Input Power, dBm O u tput P ow e r, d B m Fundumental Third Order IIP3 Fig. 3.7 Fig. 3.8
