L’elemento radiante necessario per questo tipo di applicazione deve essere carat- terizzato da polarizzazione circolare (RHCP) e banda di ampiezza sufficiente per coprire tutte le frequenze dei segnali GNSS. Ne consegue che per le future antenne GNSS ad elevata precisione dovranno ricevere tutti i canali L ed E all’interno di una banda molto ampia tra 1.15 GHz e 1.60 GHz (BW'450 MHz).
Un tipo di antenna che risulta essere in possesso delle caratteristiche richieste è l’antenna Bowtie. Essa è una versione piana dell’antenna biconica [11] e rispetto alle semplici antenne filari a dipolo offre una banda più ampia. La polarizzazione circolare è ottenuta tramite la configurazione Turnstile: due antenne Bowtie ven- gono poste incrociate ed alimentate con sfasatura di ±90° (figura 4.1). L’antenna così realizzata irradia sui due assi ortogonali al piano, in un verso (quello supe- riore) con polarizzazione circolare destra e nel verso opposto con polarizzazione circolare sinistra. Il tipo di polarizzazione è definito dallo sfasamento con cui vengono alimentati in due dipoli incrociati.
Poiché le specifiche impongono radiazione massima nell’emisfero superiore e nulla in quello inferiore, oltre ad avere co-polarizzazione RHCP, è necessario por- re un piano di massa distante λ/4 al di sotto dell’antenna. In questo modo la cross-polarizzazione LHCP diretta verso il basso subisce una riflessione e di- venta RHCP, irradiando anch’essa nell’emisfero superiore e sommandosi alla po- larizzazione RHCP diretta. In questo modo aumenta il guadagno complessivo nell’emisfero superiore di 3dB [11].
4.2.1
Piano riflettente conduttore infinito
La radiazione dell’antenna posta in prossimità di un piano riflettente conduttore può essere semplificata partendo dall’analisi di un semplice dipolo orizzontale in prossimità di un piano di massa infinito[15]. Il sistema costituito dal dipolo e dalla sua immagine è analizzabile come una schiera di due elementi. Il dipolo e la sua immagine interagiscono tra loro e affinché i contributi di radiazione si sommino in fase è necessario che l’elemento radiante e il piano di massa distino
λ quarti l’uno dall’altro. Il diagramma della funzione direttività ha il picco sulla
normale e non esiste alcun lobo del diagramma al di sotto dell’orizzonte. Inoltre quando il dipolo è posizionato su un piano conduttore infinito il centro di fase della radiazione è costante e localizzato esattamente sul piano, tra il dipolo e la sua immagine [11].
4.2.2
Piano riflettente conduttore reale finito
Sebbene ci consenta di valutare i vantaggi offerti dalla presenza del piano con- duttore in termini di radiazione, l’ipotesi di un piano di massa infinito è solo un’idealizzazione che consente di applicare il metodo delle immagini per sempli- ficare la risoluzione del problema. In realtà il piano riflettore di un’antenna è di dimensioni finite e presenta alcuni svantaggi che vanno presi in considerazione. Innanzitutto la conducibilità di un qualunque conduttore reale non è infinita, quindi la direttività dell’immagine sarà inferiore rispetto a quella del dipolo, ri- ducendo la direttività complessiva dell’antenna rispetto al caso ideale. Il centro di fase, al diminuire delle dimensioni del piano, si sposta dalla superficie e migra in un punto non facilmente calcolabile posto nello spazio tra dipolo e piano. Il diagramma di radiazione della funzione direttività inoltre risulterà distorto gene- rando lobi posteriori e captazione di onde provenienti anche da sotto l’orizzonte. Essi saranno tanto maggiori quanto più piccolo si realizza il piano [15]. La pre- senza dei lobi posteriori è strettamente collegata alla propagazione di onde di superficie, essi contribuiranno a degradare la precisione del posizionamento.
4.2.3
Lobi posteriori e propagazione di onde di superficie
Come descritto nel capitolo precedente il riflettore metallico dell’antenna è sog- getto alla propagazione di onde di superficie. Il bordo del piano riflettore fini- to costituisce una discontinuità e quindi è un punto dove le onde di superficie possono essere eccitate. Le onde provenienti dai percorsi multipli, che devono
essere reiettate dall’antenna, possono quindi accoppiarsi tramite la discontinuità e propagarsi poi fino a interferire con le onde dirette provenienti dai satelliti [1].
4.2.4
Droop Angle β
Idealmente è desiderabile avere un guadagno direttivo sull’emisfero superiore del- la radiazione il più possibile uniforme. Da specifica abbiamo che la differenza di guadagno massima desiderabile sul fascio principale deve essere ≤ 6 − 8dB. Questa specifica è controbilanciata dalla necessità di avere una repentina atte- nuazione dei segnali per angoli di elevazione al di sotto dell’orizzonte. Ne nasce un trade-off. Una soluzione per questo compromesso si ha inclinando leggermente le due alette della Bowtie rispetto all’orizzontale. In questo modo il guadagno massimo per θ = 0 viene ridotto leggermente, aumentando il guadagno per angoli di elevazione inferiori. Valori ottimali per questo angolo, definito Droop Angle, sono compresi tra 30° e 45° [1].
Figura 4.2 Antenna Bowtie Droopy
4.2.5
Parametri di progetto
Dopo aver posto l’antenna in prossimità di un piano di massa distante λ/4 e selezionato l’angolo di droop, è necessario ottimizzare il progetto della Bowtie per avere risonanza e banda alle frequenze desiderate.
In letteratura si trovano molti esempi di progetto per antenne Bowtie [11] [15]. Per realizzare il prototipo utilizzato in questo progetto si è fatto riferimento agli studi proposti in [1] [23] [24], dove viene analizzato il comportamento in termini di banda e guadagno di antenne Bowtie Turnstile progettate appositamente per applicazioni GNSS.
Per antenne ideali di lunghezza infinita, la risonanza e la banda sono ideal- mente dipendenti solo dall’angolo di apertura α (figura 4.3) e non dalla lunghezza dell’antenna, sebbene queste antenne siano molto simili alle antenne a dipolo [11]. Per antenne reali di dimensione finita, anche la lunghezza influisce direttamente sulle frequenze di operazione (figura 4.3). Nel progetto l’antenna è costituita da due Bowtie incrociate perfettamente identiche tra loro e simmetriche. Partendo
da una forma base, la geometria dell’antenna è stata modificata al fine di ottenere le caratteristiche desiderate secondo le linee guida seguenti:
Figura 4.3 Parametri di progetto per l’antenna Bowtie
• All’aumentare della distanza g tra le 2 alette (figura 4.3), la frequenza di risonanza si riduce.
• L’effetto di un aumento della lunghezza L delle alette comporta un effetto simile all’aumento di g. Questo perché stiamo aumentando la lunghezza complessiva dell’antenna.
• L’effetto di un aumento di W comporta un ampliamento della banda di risonanza, con una riduzione del picco di risonanza.
• Variazioni di i hanno effetto sulla forma della risonanza: se l’aletta è mol- to rastremata, ovvero i è molto piccola, la risonanza presenta 2 picchi e due bande ravvicinate. All’aumentare di i, la banda a frequenza più ele- vata si attenua fino a scomparire, riducendo anche la banda complessiva dell’antenna, ma facendo aumentare il picco di risonanza.
Tutti i parametri sono comunque interdipendenti, quindi per il corretto pro- getto dell’antenna è indispensabile l’utilizzo di un software per simulare il com- portamento elettromagnetico dell’oggetto. In questo elaborato si è fatto utilizzo del software ANSYS-HFSS.