Bowtie e piano in metamateriale tipo 2

In figura 4.28 è mostrato il modello realizzato in HFSS dell’antenna in prossimità del piano. In questo caso le dimensioni della cella unitaria sono molto ridotte rispetto al piano si tipo 1, mentre il dielettrico utilizzato per il substrato ha permettività elettrica più elevata, rispetto all’aria.

Figura 4.28 Antenna Bowtie su piano di metamateriale tipo 2

Nonostante i due tipi di metamateriali proposti mostrino un andamento in frequenza della fase riflessa molto simile tra loro, ovvero una banda proibita comparabile, i risultati ottenuti con il piano di tipo 2 sono molto diversi da quelli ottenuti con il piano di tipo 1. Questo mette in evidenza il fatto che la geometria delle celle e dell’antenna e l’interazione tra questi due elementi costituiscono un elemento cardine nel progetto. Realizzare un piano che risuona effettivamente alla frequenza di interesse, non garantisce una buona radiazione dell’antenna posta in prossimità di esso.

Figura 4.29 Guadagno RHCP e LHCP in funzione di θ, (φ = 0) per h = λ/8

In figura 4.29 l’antenna è posta a distanza di circa λ/8 dal piano. Sebbe- ne il guadagno di co-polarizzazione sia estremamente attenuato per θ = 180°, il guadagno di cross-polarizzazione alla stessa elevazione non subisce una forte attenuazione. Essa risulta di poco più di qualche dB attenuata rispetto al guada- gno dell’antenna su piano metallico. Non meno importante, il guadagno sul lobo principale per questo valore di h è molto basso, con un pico di circa 2dB.

In figura 4.30 h=32mm. A un aumento di 2 dB del guadagno sul lobo prin- cipale della polarizzazione RHCP, ne corrisponde uno identico per la LHCP ai 180°. Nemmeno l’isolamento cross-polare sul lobo principale risulta soddisfacente per gli angoli di elevazione nel fascio principale.

Figura 4.31 Guadagno RHCP e LHCP in funzione di θ, (φ = 0) per h=50mm

In figura 4.31 l’altezza dell’antenna è di circa λ/4. Il lobo principale ha un pic- co di poco più di 6dB e in generale la co-polarizzazione mostra una buona forma del diagramma di radiazione del guadagno. Tuttavia la cross-polarizzazione man- tiene un guadagno molto elevato, sia sul fascio principale, dove inficia l’isolamento cross-polare, sia per θ = 180ř, dove il guadagno LHCP è di circa -11dB.

Guadagno totale

In figura 4.32 è mostrato il diagramma polare in tre dimensioni del guadagno totale, per la configurazione corrispondente al grafico 4.31, ovvero per h=50mm.

Figura 4.32 Grafico polare 3D del guadagno totale

Il diagramma del guadagno totale ha una buona forma, anche se nell’emisfero inferiore mostra come atteso alcuni lobi di guadagno, legati alla polarizzazione LHCP.

Return Loss

Dopo avere effettuato una analisi con sweep in frequenza, sempre per la configu- razione di antenna più piano tipo 2 con h=50mm, è stato calcolato in HFSS il Return Loss ed è mostrato in figura 4.33.

Figura 4.33 Return Loss - Bowtie con metamateriale 2

Anche in questo caso il grafico del Return Loss mostra una banda adattata ridotta rispetto all’antenna su piano conduttore. Questo a causa delle interazioni complesse tra l’antenna e il piano. Il picco è centrato a circa la frequenza di

Come abbiamo visto il piano riflettore metallico associato all’antenna porta note- voli vantaggi: redirige metà della radiazione nella direzione opposta, aumentando il guadagno direttivo nella direzione preferenziale di 3dB e scherma, anche se solo parzialmente, gli oggetti posti dall’altro lato del piano. Vi sono però due problemi da affrontare:

• Se l’antenna è troppo vicina al piano, le correnti immagine cancellano le correnti nell’antenna, con il risultato di avere una scarsa radiazione. La soluzione a questo problema è di mantenere una spaziatura tra antenna e piano di λ/4, ovvero l’ingombro minimo dell’antenna è λ/4, il che si traduce per trasmissioni a microonde in un ingombro minimo di poco inferiore ai 10cm.

• Il piano metallico supporta le onde di superficie, che alle frequenze delle microonde sono normali correnti sul conduttore elettrico. La discontinuità costituita dal bordo consente alle onde piane provenienti dai percorsi mul- tipli di eccitare queste onde di superficie che si propagano verso l’elemento radiante, interferendo con l’onda diretta dal satellite. La presenza della discontinuità dovuta al bordo del piano è la causa delle increspature e dei lobi posteriori nel diagramma di radiazione della funzione direttività. Per le misure di fase di portante nei sistemi GNSS, le interferenze causate dai percorsi multipli sono una delle maggiori cause di errore [1]. Una possibile solu- zione a questo problema è quella di progettare un’antenna il cui piano riflettore sopprima le onde di superficie o realizzi uno sfasamento su esse tale da avere in- terferenze distruttive dell’onda diretta con l’onda di superficie ai bordi del piano [1].

Lo stato dell’arte per le applicazioni GNSS in geodesia è costituito da piani riflettori realizzati con “Choke-Rings”: il piano conduttore è strutturato con anelli metallici concentrici di profondità maggiore o uguale a λ quarti. Questo tipo di piano riflettente ha l’effetto di sopprimere le onde di superficie, sia modi TE che TM, attenuando notevolmente gli effetti dei percorsi multipli.

Queste antenne sono utilizzate per trasmissioni GPS a due frequenze (L1 e L2) e banda stretta (24MHz) e offrono performances insuperate in termini di reiezione dei percorsi multipli e robustezza, essendo realizzate interamente con metallo. Le prospettive di sviluppo in ambito GNSS, in termini di aumento di frequenze portanti e delle rispettive bande, rendono però questa tecnologia inadeguata e aprono la ricerca di nuove soluzioni [1].

In questo elaborato viene proposta una nuova tipologia di piano riflettente, in grado ridurre drasticamente il lobo di guadagno posteriore, e quindi i disturbi dovuti ai percorsi multipli provenienti da sotto l’orizzonte, grazie alla soppressione delle onde superficiali.

Le interferenze tra l’antenna Bowtie e il piano in metamateriale causano una svantaggiosa riduzione dell’isolamento cross-polare per ridotti angoli di elevazio- ne, si rende quindi necessario un miglioramento di questo aspetto. Si può inoltre studiare una nuova forma della cella unitaria per consentire una banda proibita più ampia, che possa coprire tutto l’intervallo di frequenze utilizzate nei nuovi sistemi GNSS modernizzati.

[1] S. N. Makarov and F. Scire’ Scappuzzo. A low-multipath wideband gps antenna with cutoff or non-cutoff corrugated ground plane. IEEE

TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, 57(1):33 – 46,

2009.

[2] C. C. Counselman. Multipath rejecting gps antenna. IEEE Proc. Special

Issue GPS Global Positioning Syst., 87(1):92–110, 1999.

[3] X. Chen, C. G. Parini, B. Collins, Y. Yao, and M. Ur Rehman. Antennas

for Global Navigation Satellite Systems. 2012.

[4] U. S. A. government. Gps: The global positioning system. www.gps.gov. [5] European Space Agency. What is galileo? www.esa.int/Our_Activities/

Navigation/Galileo.

[6] B. Hofmann-Wellenhof, H. Lichtenegger, and E. Wasle. GNSS-Global

Navigation Satellite System - GPS,GLONASS,Galileo and more. 2008.

[7] E. D. Kaplan and C. J. Hegarty. Understanding GPS. Principles and

Applications, 2nd edition. 2006.

[8] L. Biagi. I fondamentali del GPS. 2009.

[9] G. Tartara and L. Reggiani. Sistemi di radiocomunicazione. 2009. [10] A. Paraboni. Antenne. 1999.

[11] C. A. Balanis. Antenna Theory. Analysis and Design, 3rd edition. 2005. [12] R. B. Langley. A primer on gps antennas. GPS WORLD, (7):50–54, 1998. [13] G. A. Bartel. GPS-Antenna Phase Center Measurements Performed in an

Anechoic Chamber. 1997.

[14] Y. Chen and R. G. Vaughan. Determining the three-dimensional phase center of an antenna. General Assembly and Scientific Symposium (URSI GASS),

2014 XXXIth URSI, 2014.

[15] T. A. Milligan. Moern Antenna Design, Second Edition. 2005.

[17] Fan Yang and Y. Rahmat-Samii. Reflection phase characterizations of the ebg ground plane for low profile wire antenna applications. IEEE Tran-

sactions on Antennas and Propagation, 51(10):2691–2703, Oct 2003. ISSN

0018-926X. doi: 10.1109/TAP.2003.817559.

[18] D. Sievenpiper, L. Zhang, R.F.J. Broas, N.G. Alexopolous, and E. Yablono- vitch. High-impedance electromagnetic surfaces with a forbidden frequency band. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 47(11): 2059 – 2074, 1999.

[19] G. G. Gentili and C. Riva. Appunti di Onde Elettromagnetiche con esercizi. 2008.

[20] E.R. Collin. Field Theory of Guided Waves. 1990.

[21] P. S. Kildal. Artificially soft and hard surfaces in electromagnetics. IEEE

Transactions on Antennas and Propagation, 38(10):1537–1544, Oct 1990.

[22] L. Brillouin. Wave Propagation in Periodic Structures Electric Filters and

Crystal Lattices, 2nd edition. 1953.

[23] S. N. Makarov, F. Scire’ Scappuzzo, B. Kaswarra, and W. Quddus. Cir- cular polarization bandwidth of a planar turnstile antenna. Antennas and

Propagation Society International Symposium, 2007 IEEE, (1):2646 – 2649,

2007.

[24] S. N. Makarov, F. Scire’ Scappuzzo, B. Kaswarra, and W. Quddus. Circular polarization bandwidth for a bowtie turnstile over a ground plane. Antennas

and Propagation Society International Symposium, 2007 IEEE, (1):3544 –

3547, 2007.

[25] M. Martínez-Vázquez and R. Baggen. Characterisation of printed ebg surfaces for gps applications. IEEE International Workshop on Antenna

Technology Small Antennas and Novel Metamaterials, pages 5–8, March

2006.

[26] R. Remski. Analysis of photonic bandgap surfaces using ansoft hfss.