Progettazione di antenne compatte del tipo Cavity Backed Slot

(1)

I

UNIVERSITÀ DI PISA

Facoltà di Ingegneria

Laurea Specialistica in Ingegneria delle

telecomunicazioni

Candidato

Chiara Ciampalini

Relatori:

Chiar.mo Prof. Agostino Monorchio

Chiar.mo Prof. Giuliano Manara

Ing. Filippo Costa

PROGETTAZIONE DI ANTENNE

COMPATTE DEL TIPO CAVITY BACKED

SLOT

Sessione di Laurea del 1/12/2014

Archivio tesi Laurea Specialistica in Ingegneria delle telecomunicazioni Anno accademico 2013/2014

(2)

_____________________________________________________________________________________

IV

Abstract

La presente tesi di laurea propone la progettazione e lo studio parametrico di antenne compatte del tipo Cavity Backed Slot, a banda larga ed a banda stretta, operanti nelle bande UHF – VHF. Tali antenne sono tipicamente utilizzate per applicazioni Wireless in sistemi di radiocomunicazione. Le caratteristiche radiative dell’antenna sono valutate in termini di coefficiente di riflessione, guadagno, impedenza caratteristica e diagrammi di radiazione. Questo elaborato contiene i passi per progettare e simulare un’antenna a slot con cavità a banda stretta con l’obiettivo di ridurre le dimensioni totali del riflettore, ed un’antenna a slot a banda larga. Viene presentata un’analisi parametrica utile a sottolineare i passaggi che hanno permesso di ottenere un’antenna a banda larga, partendo da una a banda stretta, attraverso lo studio dell’evoluzione della componente immaginaria dell’impedenza caratteristica dell’antenna. L’antenna è stata dimensionata per il funzionamento su diversi range frequenziali mediante una riduzione delle dimensioni di un fattore K intero. Per il dimensionamento delle antenne è stato utilizzato il software Matlab, mentre l’analisi dei parametri che descrivono il comportamento elettromagnetico è avvenuta tramite simulazioni grazie al software di

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III

Indice

1 CAVITY BACKED SLOT ANTENNA ...

1

1.1 INTRODUZIONE ... 1

1.2 STATO DELL’ARTE D’ANTENNE CON PIANO RIFLETTORE ... 4

1.2.1Design of a Broadband Cavity Backed Multislot Antenna ... 7

1.2.2A Wideband Low-Profile Antenna composed of a conduction body of a revolution and shorted parasitic ring……….10

1.2.3Low-Profile unidirectional Cavity Backed Log-Periodic Slot Antenna…...14

1.3 OBIETTIVO DEL LAVORO ... 18

1.4 NORME E DIRETTIVE VIGENTI CHE REGOLANO LA COMPATIBILITÀ ELETTROMAGNETICA (EMC) ... 19

2 PROGETTAZIONE D’ANTENNA CBS CON RIDUZIONE

DELLE DIMENSIONI TOTALI ...

25

2.2 PRESENTAZIONE ANTENNA CBS ORIGINARIA ... 27

2.3 MODIFICHE PROPOSTE ... 32

2.4 ANTENNA RIDOTTA OTTIMIZZATA ... 35

3 PROGETTAZIONE D’ANTENNA COMPATTA CAVITY

BACKED SLOTA BANDA LARGA ...

40

3.2 PRESENTAZIONE ANTENNA CBS A BANDA STRETTA... 43

3.3 MODIFICHE PROPOSTE ... 48

3.4 ANTENNA OTTIMIZZATA ... 58

4 VERSIONE SCALATA ED ANALISI PARAMETRICA ... 68

4.1 VERSIONE SCALATA 1:4 DELL’ANTENNA OTTIMIZZATA ... 68

4.1.1Analisi di robustezza ... 74

4.2ANALISI PARAMETRICA E STUDIO DELLE RISONANZE ... 82

4.2.1Aumento della lunghezza del feed lineare e della posizione dello slot ... 85

4.2.2confronto tra quattro diverse forme del feed con quello ottimo ... 88

4.2.3Variazione della lunghezza dello stub orizzontale del feed ... 91

4.2.4Variazione delle dimensioni dello slot ... 93

4.2.5Variazione della posizione del feed ... 95

4.3 CONCLUSIONI ... 98

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IV

APPENDICE A: NORMATIVA VIGENTE ... 100

APPENDICE B: INTRODUZIONE AL SOTWARE ANSYS HFSSv14 ... 102

APPENDICE C: CODICE MATLAB ... 104

APPENDICE D: DATA SHEET UTILIZZATI PER SVILIPPARE IL PROTOTIPO ... 108

Filo di rame ... 110

Dielettrico ... 109

BIBLIOGRAFIA ... 120

Elenco delle figure

1.1 Esempio di Cavity Backed Slot Antenna ... 17

1.3.1 a) Esempio di antenna a slot –U shake su GP rettangolare ... 18

1.3.1 b) Esempio di antenna a slot –I shake su GP rettangolare ... 18

1.3.3 3D Polar Plot di antenna a slot rettangolare senza cavità... 21

1.3.4 3D Polar Plot di antenna a slot rettangolare con cavità ... 21

1.3.1.1 Configurazione dell’antenna CBMSA ... 27

1.3.1.2 S11 misurato e simulato ... 28

1.3.1.3 Gain misurato e simulato ... 30

1.3.1.4 Radiation Pattern misurato e simulato a frequenza = 7 [GHz] - (a) H-Plane ... 30

1.3.1.4 Radiation Pattern misurato e simulato a frequenza = 7 [GHz] - (b) E-Plane ... 31

1.3.2.1 Configurazione dell’antenna BOR-SPR... 31

1.3.2.2 Gain misurato e simulato nella direzione di massima irradiazione ... 32

1.3.2.3 VSWR misurato e simulato per le dimensioni dell’antenna riportate sul grafico . 34 1.3.2.4 Diagramma di radiazione sul piano E per tre differenti dimensioni del GP ... 35

1.3.3.1 Configurazione dell’antenna CPW-Feed Log_Periodica ... 35

(5)

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V

1.3.3.3 S11[dB] misurato ... 38

1.3.3.4 Gain[dB] misurato ... 39

1.3.3.5 Diagramma di radiazione misurato e simulato: (a) f=6 GHz ... 40

1.3.3.5 Diagramma di radiazione misurato e simulato: (b) f=10 GHz ... 41

1.3.3.5 Diagramma di radiazione misurato e simulato: (c) f=14 GHz ... 42

1.3.3.5 Diagramma di radiazione misurato e simulato: (d) f=18 GHz ... 43

2.2.1 Vista dall’alto della configurazione dell’antenna Originale 2.2.2 Vista frontale della configurazione dell’antenna Originale ... 44

2.2.3 S11 [dB] dell’antenna Originale ... 46

2.2.4 Gain [dB] dell’antenna Originale ... 48

2.2.5 Radiation Pattern E_Plane ... 51

2.2.6 Radiation Pattern H-Plane ... 51

2.2.7 Diagramma di radiazione 3D ... 51

2.2.8 Comportamento del Campo E all’interno della cavità ... 51

2.2.9 Andamento del Vettore E nell’antenna ... 51

2.3.1 Vista dall’alto con cavità riempita di dielettrico ... 51

2.3.2 Vista frontale con cavità riempita di dielettrico ... 51

2.3.3 Vista frontale con cavità scavata ... 51

2.4.1 Design dell’antenna finale ... 51

2.4.2 Confronto curve dell’S11 [dB] dell’antenna Originale con la versione ridotta .... 51

2.4.3 Confronto tra le curve del Gain [dB] dell’antenna Originale con la finale ... 51

2.4.4 Diagramma di Radiazione sul Piano E dell’antenna finale ... 51

2.4.5 Diagramma di Radiazione sul Piano H dell’antenna finale... 51

2.4.6 Diagramma di radiazione 3D ... 51

2.4.7 Comportamento del Campo E all’interno della cavità ... 51

2.4.8 Andamento del Vettore E nell’antenna ... 51

3.2.1 Vista dall’alto della configurazione dell’antenna Originale ... 61

3.2.2 S11 [dB] dell’antenna Originale ... 62

3.2.3 Gain [dB] dell’antenna Originale ... 62

3.2.5 Radiation Pattern H_Plane ... 64

3.2.6 Diagramma di radiazione 3D simulato alla frequenza critica=350MHz ... 65

3.3.1 Vista dall’alto dell’antenna Originale dopo la riduzione dello slot ... 66

3.3.2 Confronto S11 [dB] dopo la riduzione dello slot ... 66

3.3.3 Confronto Gain [dB] dopo la riduzione dello slot ... 67

3.3.4 Confronto Radiation Pattern E_Plane dopo la riduzione dello slot ... 66

3.3.5 Confronto Radiation Pattern H_Plane dopo la riduzione dello slot ... 66

3.3.6 Diagramma di radiazione 3D simulato alla frequenza critica=350MHz ... 67

3.3.7 Vista dall’alto dell’antenna Originale dopo la riduzione dello stub orizz ... 66

3.3.8 Confronto S11 [dB] dopo la riduzione della lunghezza dello stub orizz... 66

3.3.9 Confronto Gain [dB] dopo la riduzione della lunghezza dello stub orizz ... 67

3.3.10 Confronto Radiation Pattern E_Plane dopo la riduzione lunghezza stub orizz ... 66

3.3.11 Confronto Radiation Pattern H_Plane dopo la riduzione lunghezza stub orizz .... 66

3.3.12 Vista dall’alto dell’antenna ... 67

3.2.13 Posizione1=80mm, Posizione2=40mm;posizione3=0mm ... 62

3.3.14 Confronto S11 [dB] con tre diverse posizioni dello stub verticale ... 62

3.3.15 Confronto Gain [dB] con tre diverse posizioni dello stub verticale ... 63

3.3.16 Vista dall’alto dell’antenna ... 64

3.3.17 Confronto S11 [dB] ... 65

3.4.1 Vista dall’alto dell’antenna ottimizzata ... 66

(6)

_____________________________________________________________________________________

IV

3.4.3 Confronto Diag Rad Piano E [dB] tra l’antenna Originale e Ottimizzata ... 67

3.4.4 Confronto Diag Rad Piano H [dB] tra l’antenna Originale e Ottimizzata ... 66

3.4.5 Diagramma di Radiazione Piano E [dB] dell’antenna Ottimizzata ... 66

3.4.6 Diagramma di Radiazione Piano H [dB] dell’antenna Ottimizzata ... 67

3.4.7 Riduzione spessore cavità a) nessuna riduzione ... 66

3.4.7 Riduzione spessore cavità b) riduzione massima ... 66

3.4.8 Confronto S11 [dB] alle variazioni dell’altezza della cavità... 66

3.4.9 Confronto Gain [dB] alle variazioni dell’altezza della cavità ... 67

3.4.10 Confronto diagramma di radiazione [dB] alla f critica=350MHz a) piano E ... 66

3.4.10 Confronto diagramma di radiazione [dB] alla f critica=350MHz b) piano H ... 66

3.4.12 Confronto S11 [dB] alle variazioni dello spessore del substrato ... 67

3.4.13 Confronto Gain [dB] alle variazioni dello spessore del substrato ... 67

4.1.1 Confronto tra i design di Antenna Originale e Antenna Scalata ... 81

4.1.2 Impedenza caratteristica dell’antenna: componente Reale ed Immaginaria ... 81

4.1.3 S11 dell’antenna ... 83

4.1.4 Gain dell’antenna ... 83

4.1.6 Radiation Pattern H_Plane ... 84

4.1.7 3D Radiation Pattern alla frequenza di centro banda =1.35 [GHz] ... 85

4.1.1.1 Variazioni allo spessore del substrato ... 81

4.1.1.2 Confronto delle curve dell’S11 alle variazioni a) +20% ... 81

4.1.1.2 Confronto delle curve dell’S11 alle variazioni b) -20% ... 81

4.1.1.3 Confronto delle curve dell’Gain alle variazioni a) +/-20% ... 83

4.1.1.3 Confronto delle curve dell’Gain alle variazioni b) impedenza caratteristica ... 83

4.1.1.4 Microstriscia e spessore del substrato ... 83

4.1.1.5 Confronto delle curve per variazioni crescenti: a) S11 [dB] ... 84

4.1.1.5 Confronto delle curve per variazioni crescenti: b) Gain [dB] ... 84

4.1.1.6 Confronto delle curve per variazioni decrescenti: a) S11 [dB] ... 84

4.1.1.6 Confronto delle curve per variazioni decrescenti: b) Gain [dB] ... 84

4.1.1.7 Design dei feed con diverso diametro ... 83

4.1.1.8 Confronto antenne ottimizzate Desig1, Design2 e Design3: a) Gain [dB] ... 83

4.1.1.8 Confronto antenne ottimizzate Desig1, Design2 e Design3: b) S11 [dB] ... 83

4.1.1.9 Confronto dell’S11tra antenna: a) in banda UHF – VHF ... 84

4.1.1.9 Confronto dell’S11tra antenna: b) versione scalata ottimizzate ... 84

4.1.1.10 Confronto del Gain tra antenna: a) in banda UHF – VHF ... 84

4.1.1.10 Confronto del Gain1tra antenna: b) versione scalata ottimizzate ... 84

4.1.1.11Confronto del RP sul piano E tra antenna a) in banda UHF – VHF ... 84

4.1.1.11Confronto del RP sul piano E tra antenna b) versione scalata ottimizzata ... 84

4.1.1.12Confronto del RP sul piano H tra antenna a) in banda UHF – VHF ... 84

(7)

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VII

Elenco delle tabelle

1.I Parametri dell’antenna ... 22

1.II Parametri dell’antenna ... 24

1.III Norme vigenti ... 33

2.IV Parametri antenna originale ... 82

(8)

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1 Capitolo 1

CAVITY BACKED SLOT ANTENNA

1.1 INTRODUZIONE

Nel settore delle telecomunicazioni particolare attenzione è rivolta alla semplicità d’integrazione dei sistemi ricetrasmittenti con l’ambiente in cui essi operano; inoltre, con l'avanzamento delle tecnologie a radiofrequenza, sono stati proposti vari sistemi di comunicazione wireless. La crescente varietà di dispositivi elettronici wireless è stata resa possibile grazie allo sviluppo graduale di circuiti integrati, sempre più piccoli, e dai consumi energetici limitati.

Le antenne a slot con cavità risonante sono appetibili sia in ambito militare che civile in quanto possono essere integrate nella superficie metallica dell’aereo o della nave; inoltre possono essere facilmente alimentate da una linea a microstriscia. Il vantaggio di questo tipo di alimentazione risiede nel basso livello di radiazione indesiderata da parte della rete di alimentazione, in quanto lo slot si trova sul piano di massa (Ground Plane) tra la cavità ed il substrato in dielettrico sul quale è incisa la linea a microstriscia [1] (Figura 1.1).

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CAPITOLO 1 CAVITY BACKED SLOT ANTENNA _____________________________________________________________________________________

2

MICROSTRIP LINE DIELECTRIC SUBSTRATE GROUND PLANE CAVITY

Figura 1.1 - Esempio di Cavity Backed Slot Antenna

Per le comunicazioni unidirezionali sono necessarie strutture di antenne per le quali il diagramma di radiazione sia di tipo Broadside, con un’alta direttività e bassi livelli di potenza nei lobi secondari.

La Cavity Backed Slot Antenna si compone nella parte inferiore di un piano metallico, che si comporta da riflettore e che re-irradia l’onda di back radiation combinandola con l’onda diretta verso la direzione di puntamento dell’antenna nello spazi libero[2].

È stato dimostrato come l’utilizzo della cavità permetta di ottenere un aumento della direttività del fascio principale, una notevole riduzione sia dei livelli dei lobi laterali che della radiazione negativa ed un significativo aumento della B% in termini di Return

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Chiara Ciampalini, Progetto di antenne compatte cavity backed slot

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3

Le antenne a microstriscia, rispetto alle normali antenne a microonde, godono di innumerevoli vantaggi, primo tra i quali la capacità di operare su una vasta gamma di frequenze che va dai 100 MHz ai 100 GHz.

Le caratteristiche peculiari di questo tipo di antenne sono:

 il peso contenuto;

 un volume ridotto con un basso profilo;

 la robustezza meccanica;

 l’alta adattabilità con l’ambiente in cui essa opera;

 la facilità d’integrazione nei circuiti a microonde;

 il basso costo di fabbricazione con conseguente facilità di produzione in serie;

 le linee di alimentazione e le reti di adattamento realizzabili congiuntamente alla struttura dell’antenna a microstriscia.

Le suddette antenne presentano anche degli svantaggi:

 banda stretta e problemi di tolleranza;

 guadagno piuttosto basso (circa 6 dB);

 difficoltà nel conseguire la purezza in polarizzazione;

 alti livelli di correlazione mutua e di mutuo accoppiamento alle alte frequenze;

 eccitazione di onde superficiali.

Il tutto le rende adatte per essere utilizzate su satelliti, veicoli spaziali, aerei, navi e nei sistemi radar di veicoli ad alta velocità.

L’aggiunta della cavità risonante, per ottenere un diagramma di radiazione unidirezionale, introduce lo svantaggio di aumentare le dimensioni totali dell’antenna. Sono strutture tridimensionali le cui dimensioni spesso sono oggetto di studi per la

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CAPITOLO 1 CAVITY BACKED SLOT ANTENNA

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4

riduzione dell’ingombro a parità di prestazioni, raggiungendo, talvolta, forme quasi planari. Esistono varie tecniche utili a limitare alcuni degli svantaggi.

Per esempio, è possibile incrementare la banda utilizzando substrati ad alta permettività dielettrica, ma si ha il conseguente problema delle perdite di potenza legate all’alto valore di εr; come è possibile migliorare il guadagno sfruttando le proprietà degli array,

ma di contro si ha lo svantaggio di aumentare la complessità strutturale dell’antenna finale.

1.2 STATO DELL’ARTE DI ANTENNE CON PIANO

RIFLETTORE

Nell’ultimo decennio, nel settore delle telecomunicazioni, la comunità scientifica ha mostrato molto interesse verso lo sviluppo di dispositivi sempre più piccoli nelle dimensioni, sempre più integrabili e con una banda operativa sempre più grande, spingendo verso una continua evoluzione di tecniche di ottimizzazione di tali antenne, che ad oggi ha portato alla progettazione di antenne Ultra Wide Band. Numerosi sono gli articoli pubblicati da organizzazioni internazionali (Istitute of Electrical and Electronics Engineers, Progress In Electromagnetics Research,….etc), grazie ai quali si attesta questa continua evoluzione.

Le antenne a slot possono avere qualsiasi forma, in riferimento sia al piano di massa (Ground Plane) che all’apertura (slot) eseguita sullo stesso. Le forme tipiche dei piani di massa sono circolari, quadrate e rettangolari; gli slot, da un minimo di uno, possono essere anch’essi circolari, a corona, quadrati e rettangolari; se l’antenna è composta da

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5

più slot le dimensioni e le distanze tra gli stessi possono essere regolate da relazioni matematiche periodiche e non, sia di tipo logaritmiche che lineari [2].

Tipiche rappresentazioni di antenne a slot sono riportare in Figura1.2.1e in Figura1.2.2.

Figura 1.2.1 - Esempio Antenna a Slot con GP rettangolare: (a) Slot U shaped, (b) Slot I shaped

Figura 1.2.2 - Esempio Antenna a Slot Spiral shaped su GP circolare

La forma del piano di massa, il numero e le dimensioni degli slot incidono in maniera significativa sia sulla curva del Gain [dB] che in quella dell’S11 [dB] analizzate al variare della frequenza di lavoro; il diagramma di radiazione tipico è bidirezionale (Figura1.2.3) [2].

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6

Figura 1.2.3 – 3D Polar Plot di antenna a slot rettangolare senza cavità

La cavità, od un piano riflettore, posta ad una determinata distanza dal piano di massa influenza fortemente la forma del diagramma di radiazione che si trasforma da bidirezionale ad unidirezionale (Figura1.2.4); inoltre, se l’altezza della cavità, o la distanza riflettore-piano di massa, è dimensionata in modo tale da avere una lunghezza elettrica al massimo pari a λ/4, allora essa funge anche da adattatore d’impedenza con un conseguente aumento della banda di lavoro in termini di -Return Loss [dB] [2].

(15)

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7

Le prestazioni dell’antenna vengono analizzate in termini di B%,

B% = (f

max

-f

min

)*2/(f

max

+f

min

)

(1)

calcolata considerando, come soglia di valori oltre i quali si ha il comportamento desiderato, l’intercetta definita da Y = q con valori di q pari a:

 -6 [dB] per la curva dell’S11

 +5 [dB] per la curva del Gain

Dal momento dell'approvazione della ultra wideband (UWB) da parte della Federal Communications Commission (FCC) nel 2002 [8], la tecnologia UWB ha guadagnato sempre più popolarità fino a diventare un importante candidata per applicazioni a corto raggio ad alta velocità di comunicazione dati. La progettazione di antenne per questi sistemi incontra ancora diverse sfide, tra cui la banda di funzionamento larga con prestazioni in-band quasi invariabili.

Di seguito vengono prese in analisi tre tra le più interessanti pubblicazioni sulle antenne a slot.

1.2.1 DESIGN OF A BROADBAND CAVITY BACKED MULTISLOT

ANTENNA [4]

La pubblicazione [4] propone un’antenna a banda larga del tipo CBMSA, alimentata tramite linea a microstriscia chiusa su uno stub rettangolare. La quantità degli slot e la distanza tra essi incide sul numero e sulla posizione delle risonanze e di conseguenza sulla B%.

(16)

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8

La cavità posta al di sotto del piano di massa è rettangolare con un’altezza che garantisce l’adattamento d’impedenza in tutta la banda operativa (Table I); il design (Figura1.2.1.1) nel complesso è molto semplice.

Table I – Parametri dell’antenna

Figura 1.2.1.1 – Configurazione dell’antenna CBMSA

(17)

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9

Dalla curva del coefficiente di riflessione (Figura 1.2.1.2) si osserva che l’antenna garantisce l’adattamento d’impedenza per una B% = 78.87% con

f

min=4.7 GHz e

f

max=10.3 GHz

Figura 1.2.1.2 – S11 misurato e simulato

Per il guadagno si ha una B% = 89.15% con

f

_min=5 GHz e

f

_max=9.2 GHz (Figura1.2.1.3); il diagramma di radiazione è unidirezionale con caratteristica del fascio principale di tipo Broadside (Figura 1.2.1.4).

(18)

_____________________________________________________________________________________

10

Figura 1.2.1.4 – Radiation Pattern misurato e simulato a frequenza = 7 [GHz] (a) H-Plane , (b) E-Plane

È stata presentata un’antenna multislot cavity backed con design semplice, caratterizzata da diagramma di radiazione unidirezionale Broadband con una buona purezza di polarizzazione; essa è operativa su una B%=78.87% per l’S11 [dB] e B%=29.6% per il Gain [dB].

1.2.2 A WIDEBAND LOW-PROFILE ANTENNA COMPOSED OF A

CONDUCTIN BODY OF A REVOLUTION AND SHORTED

PARASITIC RING [5]

Questa pubblicazione [5] presenta un’antenna BOR-SPR (Bodies of Revolution –

Shorted Parasitic Ring) composta da una struttura meccanica (corpo conduttore),

completamente rotazionale simmetrica attorno all’asse Z, e da un anello parassita, cortocircuitato al piano di massa (di dimensioni finite e con forma circolare).

L’anello parassita cortocircuitato al ground plane è utile per aumentare la resistenza dell’impedenza dell’antenna mentre il numero dei pins serve per regolare l’adattamento. Lo scopo è quello di ottenere un’antenna a basso profilo con Ultra Wide Band e con un diagramma di radiazione del tipo End-Fire (Figura 1.2.2.1 , Table II).

(19)

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11

Figura 1.2.2.1 – Configurazione dell’antenna BOR-SPR

Table II– Parametri dell’antenna

La configurazione di antenna risulta più complessa rispetto a quella presentata nel Paragrafo1.2.1. Dai grafici riportati in Figura 1.2.2.2 ed in Figura 1.2.2.3si studiano le curve di VSWR [dB] e quella del Gain.

(20)

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12

(2)

la quale mette in relazione il parametro S11 (coefficiente di riflessione alla porta

d’ingresso del quadripolo equivalente d’antenna) con il parametro VSWR (Voltage Standing Wave Ratio o conosciuto anche come Rapporto d’Onda Stazionaria le cui informazioni sono relative al livello di potenza riflessa).

Si osserva (Figura1.2.2.2) una B% pari a 95.42% (rientrando così nella classe di antenne Ultra Wide Band), riferita a

f

_min=2.5 GHz e

f

_max=15 GHz per la curva del VSWR [dB] dove l’intercetta è in q=3 [dB].

Figura 1.2.2.2 – VSWR misurato e simulato per le dimensioni dell’antenna riportate sul grafico

Per la curva del Gain [dB] (Figura1.2.2.3) la B% è pari a 29.01% con

f

_min=11.2 GHz e

(21)

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13

Figura 1.2.2.3 – Gain misurato e simulato nella direzione di massima irradiazione

La Figura1.2.2.4 mostra il diagramma d’irradiazione caratterizzato da un nullo nella direzione Ɵ = 0 [deg] sul piano E e quindi è di tipo End-Fire con direzione di puntamento per angoli Ɵ compresi [30 - 60] [deg].

(22)

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14

1.2.3 A LOW-PROFILE UNIDIRECTIONAL CAVITY BACKED

LOG-PERIODIC SLOT ANTENNA [2]

Il presente articolo [2] propone un’antenna CoPlanar Waveguide fed con slot in relazione log-periodica (Figura1.2.3.1). Questa antenna possiede una struttura semplice composta da un substrato dielettrico sul quale vengono incisi degli slot; il rapporto tra le lunghezze degli slot e le distanze a cui sono posti è costante e = M come si desume dalle formule:

(3)

(4)

Figura 1.2.3.1 – Configurazione dell’antenna CPW-Feed Log_Periodica

Dalla (3) si evince che la distanza tra due slot verticali adiacenti sullo stesso quadrante dell'antenna è uguale alla media geometrica della loro larghezza. Ogni percorso che

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15

parte dal termine del feed e giunge al bordo obliquo di uno slot verticale è uguale in modo univoco ad una guida d’onda di lunghezza pari a λ/2.

L’antenna così composta irradia un diagramma bidirezionale, per renderlo unidirezionale è stata aggiunta una cavità metallica la cui profondità deve essere al massimo pari a λ/4 (o multiplo con conseguente sovrapposizione in fase dell’onda di

back radiation re-irradiata).

Per far si che le caratteristiche della curva di S11[dB] e di Gain [dB] restino costanti in frequenza il più possibile, viene posta lungo la parete verticale della cavità una striscia assorbente (ABS) (Figura 1.2.3.2)

Figura 1.3.3.2 – Configurazione della cavità con strisce assorbenti ABS

(24)

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16

Con questa configurazione di antenna si osservano: una B% = 119.66% per la curva dell’S11[dB] con

f

min=4 GHz e

f

max=18 GHz.

Figura 1.2.3.3 – S11[dB] misurato

Mentre per la curva del Gain [dB] la B% = 73.5% con

f

_min=7.4 GHz e

f

_max=16 GHz, poiché per frequenze < 7.4 [GHz] la curva raggiunge valori inferiori a 3dB (Figura1.17).

(25)

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17

Il diagramma di radiazione, sul piano E, viene studiato per le frequenze di inizio, centro e fine banda e mantiene, su tutta la banda, le caratteristiche di radiazione unidirezionale di tipo Broadside.

Figura 1.2.3.5 – Diagramma di radiazione misurato e simulato: (a) f=6 GHz, (b) f=10 GHz, (c) f=14

GHz, (d) f=18 GHz

1.3 OBIETTIVO DEL LAVORO

Vengono presentati due progetti di antenne a slot su cavità risonante nei quali sono state tenute in considerazione, in fase di progetto, sia le performance dell’antenna che le dimensioni fisiche totali in termini di ingombro:

1. Progetto di un’antenna Cavity Backed Slot a banda stretta operativa alle frequenze UHF e VHF alla quale viene applicata una riduzione del 23% della lunghezza della

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18

cavità, mantenendo le prestazioni in termini di B% per le curve di Gain [dB], di S11 [dB] ed in termini di direttività del fascio principale. (CAPITOLO II)

2. Progetto di Antenna CBS a banda stretta con aumento della banda operativa; focalizzandoci sulla capacità della versione scalata dell’antenna di riproporre lo stesso comportamento radiativo (considerando una riduzione delle dimensioni di un fattore K=4 ed osservata in un range frequenziale K volte superiore). (CAPITOLO III e CAPITOLOIV).

Il lavoro mira a raggiungere un duplice obiettivo:

 Progetto di antenne CBS per applicazioni Wireless

 Analisi parametrica delle grandezze fisiche per:

 ridurre l’ingombro globale del dispositivo mantenendone le performance iniziali  analizzare l’influenza di alcuni parametri sulle frequenze di risonanza ed

aumentare la B% delle curve di Gain [dB] e di S11 [dB] .

1.4 NORME E DIRETTIVE VIGENTI CHE REGOLANO LA

COMPATIBILITÀ ELETTROMAGNETICA (EMC)

Si mostra in Table III la gamma delle onde radio, convenzionalmente suddivisa nelle seguenti bande:

(27)

_____________________________________________________________________________________

19

Table III– Tabella Bande

La variazione della frequenza di funzionamento incide sul progetto d’antenna, infatti avviene che al crescere della frequenza operativa diminuiscono le dimensioni del dispositivo. La relazione che lega la frequenza alla lunghezza d'onda del segnale è a proporzionalità inversa: ad una maggiore frequenza di lavoro corrisponde una minore lunghezza d'onda e quindi le dimensioni dell’antenna dipendono dalla frequenza alla quale opera. Tuttavia, per trasmettere segnali a frequenza elevata, occorre tipicamente più energia di quanta ne necessita un segnale a bassa frequenza [21].

Le antenne proposte in questa tesi di laurea sono operative alle bande UHF – VHF. Durante la fase di progettazione delle antenne è fondamentale tenere in considerazione la normativa vigente in termini di compatibilità elettromagnetica (EMC) e le norme tecniche che propongono i limiti massimi consentiti in termini di EIRP (Equivalent

(28)

_____________________________________________________________________________________

20

A.1), che variano a seconda del raggio d’azione dell’antenna. L’attività di formazione EMC coinvolge diversi organismi e comitati nazionali, europei e internazionali. Il programma d’attività dei vari organismi di formazione può essere classificato sulla base dei seguenti criteri:

 Preparazione di norme di carattere generale o norme base che eseguono la classificazione degli ambienti elettromagnetici, le procedure di prova per i differenti tipi di disturbo e le regole di progettazione e istallazione da parte dei Comitati Tecnici ;

 Preparazione di norme applicative della normativa di base ai differenti prodotti o famiglie di prodotti, tenendo presente le diverse caratteristiche ed esigenze, eseguita dai Comitati Tecnici di prodotto, che creano le cosiddette norme di prodotto o di famiglia di prodotti.

 Preparazione di norme applicative della normativa di base, ma di carattere generico, da utilizzare in mancanza di norme di prodotto o per quelle categorie di prodotto di larga diffusione per le quali non si ritiene di sviluppare norme specifiche, classificate come norme generiche e sviluppate per differenti ambienti: quello residenziale, commerciale ed industriale [6].

Gli Enti Normatori sono diversi e sono sia a carattere nazionale che europeo o internazionale. Tra i più importanti vanno sicuramente nominati i seguenti: CEI

(Comitato Elettrotecnico Italiano), CENELEC (European Committee for

Electrotechnical Standardization), IEC (International Electrotechnical Committee), CISPR (Comitè International Special des Perturbations Radioelectriques) ed ETSI (European Telecommunication Standards Institute).

(29)

_____________________________________________________________________________________

21

Ogni direttiva è applicabile ad una vasta categoria di prodotti; per non limitare l’evoluzione del processo tecnologico, secondo un nuovo approccio, queste direttive indicano gli obiettivi da raggiungere (requisiti essenziali) ma non il metodo attraverso cui raggiungerli. Per questo motivo si parla di presunzione di conformità.

L’ultimo passo è l’applicazione del marchio CE al prodotto destinato al mercato europeo a cui sono applicate le direttive comunitarie [6].

Il 3 maggio del 1989 il consiglio dell’Unione Europea (UE) ha varato la Direttiva 89/336/CEE, con data di applicazione al 1 gennaio 1992. Le problematiche introdotte da questa Direttiva furono tali da spingere la commissione dell’UE a pubblicare una seconda Direttiva 92/31/CEE del 28 aprile 1992 che ne procrastinava l’applicazione, ammettendo così l’immissione sul mercato, fino al 31 dicembre 1995, di prodotti conformi alla regolamentazione nazionale in vigore al 30 giugno 1992. La Direttiva, elaborata dalla Commissione DG III “Affari Industriali” della CEE, ha introdotto per la prima volta il concetto della protezione, non solo delle radiocomunicazioni, ma anche delle apparecchiature, dei dispositivi e dei sistemi dalle perturbazioni elettromagnetiche prodotte da altri apparati elettrici ed elettronici. Infatti, uno degli obiettivi della Direttiva è quello di garantire che gli apparecchi immessi sul mercato o in servizio soddisfino determinati requisiti di protezione, ovvero che abbiano un adeguato livello di immunità ai disturbi elettromagnetici e che i disturbi elettromagnetici da essi generati siano contenuti entro certi limiti.

Le direttive che regolano la compatibilità elettromagnetica sono: 89/336/CE, 2004/108/CE, 1999/5/CE, 95/54/CE, e sono pubblicate sulla Gazzetta Ufficiale dell’unione Europea. All’interno della Direttiva considerata vi sono tutte le norme emesse da opportuni enti che regolano il comportamento dei dispositivi in EMC.

(30)

_____________________________________________________________________________________

22

Tra le principali norme di compatibilità elettromagnetica ci sono anche le Norme Militari MIL-STD 461– MIL-STD 462 e le Norme Avioniche DO-160.

Si riporta nell’Allegato A.2 una tabella dove sono elencate le norme alle quali facciamo riferimento in questo paragrafo[10].

(31)

23 Capitolo 2

PROGETTAZIONE DI ANTENNA CBS

CON RIDUZIONE DELLE DIMENSIONI

TOTALI

2.1. INTRODUZIONE

In questo capitolo si presentano gli studi eseguiti su antenna a slot con cavità risonante alla quale sono state ridotte le dimensioni. Particolare attenzione è stata data alla dimensione del lato più lungo della cavità con lo scopo di renderla il meno ingombrante possibile. Tra le tecniche di miniaturizzazione [7] sono state scelte quelle che hanno permesso il raggiungimento dell’obiettivo ed una semplificazione geometrica della configurazione d’antenna.

La riduzione delle dimensioni della cavità ha come primo effetto negativo quello di traslare verso frequenze più elevate le risonanze. Man mano che l’altezza del risonatore metallico diminuisce, aumentano in modo proporzionale i livelli dei lobi laterali (SideLobe level) e quelli di back radiation; ciò è legato sia alla dimensione finita del piano di massa (GP), sia alla conseguente riduzione della capacità del riflettore di re-irradiare la componente negativa dell’onda.

Un aumento dei livelli dei SideLobe e di BackRadiation provoca una riduzione dell’intensità del guadagno nella direzione di massima irradiazione; inoltre, fungendo la

(32)

CAPITOLO 2 PROGETTAZIONE DI ANTENNA CBS CON RIDUZIONE DELLE DIMENSIONI TOTALI

_____________________________________________________________________________________

24

cavità anche da adattatore d’impedenza [5], una riduzione delle dimensioni ha come effetto il peggioramento dei valori del coefficiente di riflessione.

Gli obiettivi di questo progetto di antenna sono:

 ridurre le dimensioni della cavità

 mantenere:

 un alto livello di Front To Back Ratio  la curva dell’S11 sotto la soglia di -6 [dB]  la curva del Gain sopra la soglia di +5 [dB]  la larghezza della B%

Le tecniche di miniaturizzazione utilizzate sono:

 riempimento della cavità con materiale dielettrico caratterizzato da una costante dielettrica Ɛr >1 (Ɛr =1 aria) per diminuire la lunghezza d’onda:

λ

(Ɛr)

= λ

0

/√ Ɛ

r

(4)

dove λ0 rappresenta la lunghezza d’onda nello spazio libero;

 sostituzione del dielettrico che compone il substrato con uno caratterizzato da costante dielettrica più bassa, per compensare il peggioramento dell’adattamento d’impedenza.

Nel tentativo di miniaturizzare quanto più possibile l’antenna originale, sono state utilizzate anche altre tecniche note [7], che però non hanno apportato ulteriori migliorie, quali:

 variazione della forma del feed caricandolo con elementi concentrati o con dielettrici ad alta costante dielettrica

 utilizzo opportuno di corto circuiti (shorting pins e vias) per aumentare l’adattamento d’impedenza ed il guadagno

(33)

_____________________________________________________________________________________

25

 alimentazione dell’antenna con un feed di tipo Inverted per diminuire la

back radiation

 ottimizzazione della geometria attraverso la creazione di un numero maggiore di slot sul piano di massa, con l’obiettivo di aumentare la lunghezza del percorso delle correnti a fronte della riduzione delle dimensioni totali del piano di massa.

Al fine di fornire una panoramica chiara sul processo che ha permesso di ottenere l’antenna finale a partire dall’antenna originale, verrà presentato l’iter nel Paragrafo2.2 e nel Paragrafo2.3

2.2 PRESENTAZIONE ANTENNA CBS ORIGINALE.

L’antenna originale [11] opera su una banda stretta

È composta da un substrato in TACONIC RF-30 (ℇr = 3,0) sul quale viene incisa una

linea a microstriscia con forma ad L per alimentare l’antenna; sotto il substrato viene posto un piano di massa (GP) sul quale è stata creata un’apertura (slot) rettangolare. Per risolvere il problema della radiazione bidirezionale viene posto al di sotto del GP una cavità risonante meanderizzata che funge da riflettore (Figura 2.2.1, Figura 2.2.2). La meanderizzazione è un’ulteriore tecnica di miniaturizzazione d’antenna che ha l’obiettivo di mantenere costante la lunghezza del percorso delle correnti lungo la parete verticale della cavità a seguito di una riduzione della stessa.

(34)

CAPITOLO 2 PROGETTAZIONE DI ANTENNA CBS CON RIDUZIONE DELLE DIMENSIONI TOTALI _____________________________________________________________________________________

26

Figura 2.2.1 – Vista dall’alto della configurazione dell’antenna Originale

Figura 2.2.2 - Vista frontale della configurazione dell’antenna Originale

(35)

_____________________________________________________________________________________

27

NAME VALUE UNIT NOTE

L 1340 mm Lungh.cavità W 540 mm Largh. Cavità h 9,8*17 mm altezza cavità Wb 55 mm meanderizzazione Wa 200 mm meanderizzazione ga 26,4 mm meanderizzazione Ls 1250 mm Lungh. Slot Ws 80 mm Largh. Slot gap 4,4 mm meanderizzazione Wc 70 mm meanderizzazione gp 0,9*22 mm meanderizzazione

Lp 275 mm posizione stub orizzontale

wm 3,79 mm parametro feed

Wl 310 mm parametro feed

hs 3,04 mm altezza substrato

ht 66 mm parametro feed

It (wm-lmin)/2 parametro feed

lmin 1 mm parametro feed

ht2 44 mm parametro feed

Lf 605 mm lunghezza stub verticale

space 25*22 dimensioni box aria

delta 20 mm meanderizzazione

Table IV – Parametri dell’antenna originale

La Figura2.2.3, Figura2.2.4, Figura2.2.5 e Figura2.2.6 presentano i risultati ottenuti dalle simulazioni tramite Simulatore ANSYS HFSSv14; si osservano rispettivamente: il coefficiente di riflessione, il guadagno d’antenna ed i diagrammi di radiazione sia sul piano E (piano ZX; piano Φ = 0 , Ɵ = all) che sul piano H (piano ZY; piano Φ= 90 , Ɵ = all).

Le caratteristiche dell’antenna in termini di B% sono state ottenute tramite (1) con i relativi valori di soglia.

(36)

_____________________________________________________________________________________

28

Figura 2.2.3 – S11 [dB] dell’antenna Originale

Figura 2.2.4 – Gain [dB] dell’antenna Originale -25 -20 -15 -10 -5 0 5 140 145 150 155 160 165 170 175 180 Frequency [MHz] S11 Design CBSA S 1 1 [d B ] -6 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 140 145 150 155 160 165 170 175 180 Frequency [MHz]

Gain Design CBSA

G a in [d B ]

(37)

_____________________________________________________________________________________

29

Dalla Figura2.2.3 si osserva che l’antenna è operativa su una banda stretta B%=20.2% con

f

_min=147 MHz e

f

_max=180 MHz, con la proprietà di mantenere la curva del coefficiente di riflessione, per quasi tutta la B%, sotto la soglia di -12 [dB].

Per il Gain (Figura2.2.4) la curva è costante e mantiene valori ampiamente sopra la soglia con una B%=24.3% definita per

f

_min=142 MHz e

f

_max=180 MHz.

I diagrammi di radiazione sono stati simulati per le frequenze di inizio, centro e fine banda (Figura2.2.5, Figura2.2.6) sia per il piano E che per il piano H; si osserva un diagramma di tipo Broadside con un basso livello di back radiation che mantiene le caratteristiche in tutta la banda.

Figura 2.2.5 – Radiation Pattern E_Plane

-50 -40 -30 -20 -10 0 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 330 Freq='0.155GHz' Freq='0.16GHz' Freq='0.165GHz' Freq='0.17GHz'

(38)

_____________________________________________________________________________________

30

Figura 2.2.6 – Radiation Pattern H-Plane

Si propongono nelle Figure2.2.7, Figure2.2.8, Figure2.2.9 rappresentazioni in 3D del comportamento elettromagnetico dell’antenna, simulato per la frequenza di centro banda fc = 155 MHz, dalle quali si conferma un comportamento radiativo

unidirezionale.

Figura 2.2.7 – Diagramma di radiazione 3D

-4 -2 0 2 4 6 8 0 30 60 90 120 150 180 210 240 330 Freq='0.155GHz' Freq='0.16GHz' Freq='0.165GHz' Freq='0.17GHz'

(39)

_____________________________________________________________________________________

31

Figura 2.2.8 – Andamento all’interno della cavità del: (a) campo E, (b) Vettore E

2.3 MODIFICHE PROPOSTE

Ridurre le dimensioni fisiche di un’antenna operativa a basse frequenze è oneroso poiché deve essere tenuta in considerazione (5) [8] che regola il rapporto inversamente proporzionale tra la lunghezza elettrica dell’antenna (λ) e la frequenza di lavoro (la frequenza di riferimento considerata può essere la fmin, fCentroBanda o fmax).

λ = c/f [m]

(5)

con

c=3*10

8

[m/s]

velocità della luce nello spazio libero (6) Ciò significa che se si tentasse di ridurre la dimensione fisica dell’antenna (in termini di λ), senza l’ausilio di tecniche già note, avremmo l’effetto di aumentare proporzionalmente la frequenza di lavoro.

(40)

_____________________________________________________________________________________

32

Una relazione molto importante è quella che lega la costante dielettrica (ℇr) del

materiale con cui si compone il substrato con il guadagno d’antenna e con l’adattamento d’impedenza. È stato studiato che all’aumentare del valore di ℇr del dielettrico cresce

proporzionalmente il valore del guadagno, mentre peggiora l’adattamento d’impedenza con una conseguente diminuzione dei valori assoluti dell’S11. È stato inoltre tenuto in considerazione il problema delle perdite di potenza legate all’ ℇr.

Le tecniche di riduzione utilizzate sono:

a) il riempimento della cavità con materiale dielettrico ad elevata costante dielettrica Taconic TLC con Er=3.2, per diminuire la lunghezza d’onda alla frequenza di risonanza secondo (4);

b) la sostituzione del dielettrico che compone il substrato, da Taconic RF30 (ℇr =

3,0) ad Arlon AD270 (ℇr = 2,7 ), per migliorare l’adattamento d’impedenza;

c) la modifica dei parametri relativi allo stub orizzontale e agli stub verticali (dimensione e posizione), per ottimizzare l’adattamento d’impedenza;

d) la scavatura del materiale interno alla cavità.

L’unione di queste tecniche ha permesso una riduzione del lato lungo della cavità di 300mm, pari al 23%, consentendo di passare da un valore iniziale di L=1340mm ad uno finale di L=1040mm.

In Figura2.3.1 e in Figura2.3.2 si osservano le viste dall’alto e frontali dell’antenna alla quale sono già state applicate le modifiche relative ai punti a), b) e c), compresa la riduzione del lato L della cavità.

(41)

_____________________________________________________________________________________

33

Figura 2.3.1 – Vista dall’alto con cavità riempita di dielettrico

Figura 2.3.2 – Vista frontale con cavità riempita di dielettrico

Successivamente la cavità viene scavata, come si osserva in Figura2.3.3.

(42)

_____________________________________________________________________________________

34

2.4 ANTENNA RIDOTTA OTTIMIZZATA

Si presenta l’antenna ottimizzata Cavity Backed Slot a banda stretta operativa alle frequenze UHF – VHF.

L’antenna è composta da un substrato in Arlon AD270 caratterizzato da Ɛr = 2.7 sul

quale viene incisa una microstriscia con forma ad L; questo poggia su un piano di massa sul quale viene creata un’apertura rettangolare; infine per ottenere la radiazione unidirezionale si utilizza una cavità riempita di dielettrico Taconic TLC con Ɛr = 3.0 e

scavata al suo interno (Figura2.4.1).

A seguito di tali modifiche si ottiene una riduzione del 23% del lato lungo della cavità; da un valore iniziale di L=1340mm si passa ad uno finale di L=1040mm.

TableV presenta i valori dei parametri geometrici utilizzati in fase di progettazione e simulazione tramite il software HFSS.

NAME VALUE UNIT NOTE

L 1040 mm Lungh.cavità W 540 mm Largh. Cavità h 164 mm altezza cavità Wb 52 mm meanderizzazione Wa 239 mm meanderizzazione ga 26,4 mm meanderizzazione Ls 985 mm Lungh. Slot Ws 78 mm Largh. Slot gap 5,4 mm meanderizzazione Wc 0 mm meanderizzazione gp 0,9*22 mm meanderizzazione

Lp 235 mm posizione stub orizzontale

wm 3,9 mm parametro feed

Wl 309 mm parametro feed

hs 6,3 mm altezza substrato

ht 66 mm parametro feed

It (wm-lmin)/2 parametro feed

lmin 0,8 mm parametro feed

ht2 44 mm parametro feed

Lf 622 mm lunghezza stub verticale

space 25*22 dimensioni box aria

delta 6 mm meanderizzazione

ga1 120,6 mm meanderizzazione

(43)

_____________________________________________________________________________________

35

Figura 2.4.1 – Design dell’antenna finale

Dalla curva dell’S11 (Figura 2.4.2) si osserva che l’antenna continua a garantire l’adattamento d’impedenza per una B%=20.2% con

f

min=147 MHz e

f

max=180 MHz;

mentre per il guadagno (Figura2.4.3) si ha una B%=22.3% definita per

f

_min=143.8

MHz e

f

_max=180 MHz, con una riduzione del 2%.

Figura 2.4.2 – Confronto tra le curve dell’S11 [dB] dell’antenna Originale con la versione ridotta -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 140 145 150 155 160 165 170 175 180 Frequency [MHz] original L='1340mm' modified L='1040mm' S 1 1 [d B ] -6

(44)

_____________________________________________________________________________________

36

Figura 2.4.3 – Confronto tra le curve del Gain [dB] dell’antenna Originale con la finale

I diagrammi di radiazione sono stati simulati per le frequenze di inizio, centro e fine banda (Figura2.4.4, Figura2.4.5); sia per il piano E che per il piano H continuano ad essere unidirezionali con direzione di massima radiazione per θ = 0 [deg] di tipo

Broadband in tutta la banda.

Le caratteristiche dell’antenna in termini di B% sono state ottenute tramite (1) con i relativi valori di soglia.

0 2 4 6 8 10 140 145 150 155 160 165 170 175 180 Frequency [MHz] original L='1340mm' modified L='1040mm' G a in [dB ] 5

(45)

_____________________________________________________________________________________

37

Figura 2.4.4 – Diagramma di Radiazione sul Piano E dell’antenna finale

Figura 2.4.5 – Diagramma di Radiazione sul Piano H dell’antenna finale

Si propongono nelle Figure2.4.6, Figure2.4.7, Figure2.4.8 rappresentazioni in 3D del comportamento elettromagnetico dell’antenna, simulato per la frequenza di centro banda fc = 155 MHz; da esse si osserva che l’antenna modificata e ridotta mantiene lo

stesso comportamento elettromagnetico dell’antenna originale.

-15 -10 -5 0 5 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 330 Freq='0.155GHz' Freq='0.16GHz' Freq='0.165GHz' -6 -4 -2 0 2 4 6 8 0 30 60 90 120 150 180 210 240 330 Freq='0.155GHz' Freq='0.16GHz' Freq='0.165GHz'

(46)

_____________________________________________________________________________________

38

Figura 2.4.6 – Diagramma di radiazione 3D

(47)

39 Capitolo 3

PROGETTAZIONE DI ANTENNA

COMPATTA CAVITY BACKED SLOT A

BANDA LARGA

3.1 INTRODUZIONE

In questo paragrafo si presentano i motivi teorici che stanno dietro al progetto di antenna a banda larga.

Si considera un’antenna a slot, con riflettore, alimentata con linea a microstriscia e composta da un substrato di materiale dielettrico, un conduttore planare sul quale si ricava lo slot e nella parte inferiore da un riflettore (o cavità risonante). I parametri fondamentali sono lo spessore del dielettrico, indicato con h, la larghezza W della pista conduttrice (microstriscia) e le dimensioni della cavità e dello slot. Idealmente, l’estensione del supporto dielettrico è infinita, mentre, nella pratica, è sufficiente che questo sia almeno una decina di volte più largo della pista conduttrice. I parametri fisici caratterizzanti sono la permettività relativa del dielettrico (Ɛr), la sua tangente di perdita

(δ), la conducibilità del metallo costituente la pista e il piano di massa (GP).

Un breve accenno alle perdite permette di capire quali sono i limiti progettuali che sono stati affrontati.

(48)

CAPITOLO 3 PROGETTAZIONE DI ANTENNA COMPATTA CAVITY BACKED SLOT A BANDA LARGA

_____________________________________________________________________________________

40

Le perdite sono sostanzialmente localizzate all’interno del conduttore metallico e del substrato. I parametri che determinano le perdite in un conduttore metallico sono la frequenza e la rugosità della superficie metallica.

Lo “skin effect” determina infatti,con l’aumentare della frequenza, una diminuzione della profondità di penetrazione del campo elettromagnetico all’interno del conduttore, ma aumentano considerevolmente le perdite. Nella teoria la densità di corrente J (corrente che attraversa l’unità di superficie) in un conduttore decresce esponenzialmente man mano che si penetra al suo interno. Ciò vale per qualsiasi forma geometrica abbia il conduttore [9]. Definendo d la profondità di riferimento nel conduttore, la corrente J si calcola come segue:

[Ampere] (7)

Dove J0 è la densità della corrente del conduttore e δ [mm] è una costante che indica la

profondità di penetrazione della corrente.

Alla profondità [mm] la densità della corrente vale 1/e (circa 0,37) rispetto a quella presente sulla superficie esterna.

Per calcolarne il valore, si usa la relazione:

[mm] (8)

dove = resistività del conduttore [m/S];

ω = 2Π*f

[rad/s] frequenza angolare (o pulsazione) della corrente; f = frequenza [Hz]; = permeabilità magnetica assoluta del materiale conduttore [H/m].

(49)

_____________________________________________________________________________________

41

Per migliorare le prestazioni si possono usare delle particolari tecniche costruttive per ottenere delle superfici metalliche con una rugosità marginale rispetto alle grandezze elettromagnetiche in gioco.

Le perdite nel dielettrico, invece, dipendono dalla frequenza, dalla costante dielettrica (Ɛr [F/m] ) e dalla conducibilità elettrica (σ [S/m]) del mezzo considerato. Anche le

impurità presenti nel substrato possono tuttavia contribuire a tali perdite ed è per questo che viene messa un’attenzione particolare nei processi industriali di fabbricazione e produzione.

Un dielettrico ideale ha una permettività puramente reale e la propagazione della

radiazione elettromagnetica avviene senza perdite, mentre un dielettrico reale ha una permettività con componente immaginaria diversa da zero; il rapporto tra la parte immaginaria e la parte reale della permettività è la tangente dell’angolo di perdita e solitamente per dielettrici a basse perdite i tipici valori sono tra 10-3 e 10-4. Inoltre, nei punti in cui s’incontrano discontinuità tra più dielettrici, quindi disomogeneità, ci possono essere riflessioni e diffrazioni che degradano il diagramma di radiazione dell’antenna.

Un altro fenomeno da prendere in considerazione è la nascita di onde di superficie, che si propagano all’interno del dielettrico prima di essere diffratte dai bordi dell’antenna. Le onde di superficie sono particolarmente evidenti se si scelgono substrati abbastanza spessi e/o con alta permettività [8-9]

In questo capitolo si presentano le problematiche relative ad un’antenna compatta, a slot, con riflettore ed a banda stretta; si propongono alcune modifiche risolutive al problema della banda stretta e del guadano senza l’utilizzo né di array (che aumenterebbero la complessità strutturale dell’antenna finale), né di dielettrici ad alta

(50)

_____________________________________________________________________________________

42

permettività dielettrica (che incrementerebbero solo il problema delle perdite di potenza legate all’alto valore di Ɛr); infine si confronta il progetto d’antenna ottimizzata ottenuta

a banda larga con quella iniziale.

3.2 PRESENTAZIONE ANTENNA CBS A BANDA

STRETTA.

L’antenna che viene presa in considerazione è operativa alle frequenze UltraHighFrequency – VeryHighFrequency, è a banda stretta e viene osservata in un range ϵ [150 - 600] [MHz].

Per limitare al massimo le perdite legate al substrato, è stato considerato un dielettrico con bassissima permettività dielettrica (Foam con Ɛr=1.1) e bassa tangente dell’angolo

di perdita (δ=0.002). Per alimentare l’antenna, è stato utilizzato un feed composto da semplice filo di rame a sezione circolare, ottenuto attraverso la seguente relazione di equivalenza:

W_microstrip

/

Π ≈

r

[mm]

(9)

La relazione (9) mette in relazione la larghezza della microstriscia con il raggio della sezione del filo in rame. Ciò è stato necessario in quanto sul substrato in Foam, non essendo metallizzato, non può essere incisa la linea a microstriscia [9].

Ciò ha permesso la risoluzione di un duplice problema:

 limitare le perdite legate al dielettrico

aumentare i tempi di resistenza fisica all’usura, legati al livello di potenza trasmessa. (Livello di potenza fino a 100 Watt)

(51)

_____________________________________________________________________________________

43

Nella Figura 3.2.1 si osserva la configurazione dell’antenna simulata tramite il simulatore HFSS.

Figura 3.2.1 – Vista dall’alto della configurazione dell’antenna Originale

Per comprendere le problematiche legate a questa antenna si mostrano nelle Figure3.2.2, Figure3.2.3, Figure3.2.4 e Figure3.2.5 le curve che ne descrivono le prestazioni in termini di coefficiente di riflessione, guadagno e diagrammi di radiazione sui piani principali E ed H.

(52)

_____________________________________________________________________________________

44

Figura 3.1.2 – – S11 [dB] dell’antenna Originale

0 2 4 6 8 10 12 200 300 400 500 600 Frequency [MHz] Original Design G a in [d B ] 5

Figura 3.2.3 – Gain [dB] dell’antenna Originale -25 -20 -15 -10 -5 0 200 300 400 500 600 Frequency [MHz] Original Design S 1 1 [d B ] -6

350 MHz

(53)

_____________________________________________________________________________________

45

Figura 3.2.4 – Radiation Pattern E_Plane

Figura 3.2.5 – Radiation Pattern H_Plane

I diagrammi d’irradiazione sono simulati alla frequenza critica di f=350 MHz.

-15 -10 -5 0 5 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 330 Original Design 20 60 -20 -15 -10 -5 0 5 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 330 Original Design

(54)

_____________________________________________________________________________________

46

Si osservano le seguenti problematiche:

1. PROBLEMA s11: abbiamo nell’intorno della frequenza=350 MHz un peggioramento delle prestazioni della curva dell’S11

2. PROBLEMA gain: la curva del Gain in prossimità della frequenza=350 MHz ha un peggioramento dei valori passando da un guadagno di 6,8 [dB] ad uno di 5,2 [dB].

3. PROBLEMA radiation pattern: dal diagramma di radiazione sul piano E, calcolato alla frequenza=350 MHz, si osserva che la direzione di massima irradiazione è per un angolo Ɵ compreso tra 20 e 60 [deg], come si osserva anche nel 3D Polar Plot (Figura3.2.6).

Figura 3.2.6 – Diagramma di radiazione 3D simulato alla frequenza critica=350MHz

Applicando (1) alla curva mostrata in Figura3.2.2 si ottiene una banda operativa per il coefficiente di riflessione B%=32.65% con

f

_min=431.6 MHz e

f

_max=600 MHz.

Per il Gain (Figura3.2.3) la curva subisce una brusca variazione in corrispondenza della frequenza critica, perdendo circa 1.5 [dB]. I Diagrammi di radiazione sono stati simulati

(55)

_____________________________________________________________________________________

47

per la frequenza=350MHz per poter analizzare come si riflette sulla radiazione la criticità osservata in S11 ed in Gain.

Sul piano E si osserva un diagramma con un basso livello di back radiation e di SideLobe ma con il fascio principale orientato in una direzione caratterizzata da angoli Ɵ ϵ [20 - 50] [deg].

3.3 MODIFICHE PROPOSTE

Una volta studiate le problematiche dell’antenna (Figura3.2.1), sono state eseguite molte variazioni alla configurazione originale; di seguito si riportano quelle che hanno permesso di ottenere miglioramenti evidenti risolvendo le criticità.

Le modifiche apportate alla configurazione originale dell’antenna CBS sono:

riduzione dell’apertura dello slot (Figura3.3.1)

 riduzione della lunghezza dello stub orizzontale (Figura3.3.7)

 variazione della posizione e della lunghezza di uno dei due stub verticali (Figura3.3.13)

 eliminazione di una parte dello stub orizzontale (Figura3.3.16)

Ottenuta la configurazione ottima, è stata fatta un’analisi di robustezza al variare dell’altezza della cavità e dello spessore del substrato, in termini di guadagno, di coefficiente di riflessione e di back radiation.

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Figura 3.3.1 – Vista dall’alto dell’antenna Originale dopo la riduzione dello slot

La Figura3.3.2 presenta il confronto tra le curve del coefficiente di riflessione, quella relativa all’antenna originale e quella a cui è stata ridotta l’apertura dello slot (lungo il lato x). A seguito della modifica si passa da una B%=32,65% ad una B%=86,5%, aumentandola di ben 53.85%, inoltre si ha un miglioramento generale della curva con minimo=-15,9 [dB] alla frequenza=250 [MHz].

Figura 3.3.2 – Confronto S11 [dB] prima e dopo la riduzione dello slot -25 -20 -15 -10 -5 0 200 300 400 500 600 original_slot_aperture_x modified_slot_aperture_x S 1 1 [d B ] Frequency [MHz] -6 180MHz - 460 MHz

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In Figura3.3.3 per il Gain si ha un aumento della B% alle basse frequenze ed un miglioramento dei valori di 1,4 [dB] alla frequenza critica.

Figura 3.3.3 – Confronto Gain [dB] prima e dopo la riduzione dello slot

Per poter valutare le variazioni in termini di radiazione, i grafici di Radiation Pattern, per Φ =0 [deg] e Φ =90 [deg], sono stati valutati alla frequenza critica=350 [MHz] Dal report del diagramma di radiazione sul piano E si osserva che il fascio principale si è spostato, passando da una direzione di massima radiazione caratterizzata da Φ=0 [deg] e Ɵ compreso tra [20 - 50] [deg] ad una direzione caratterizzata dagli angoli Φ=0 e Ɵ=0, ottenendo così un tipico fascio Broadband con direzione di puntamento massima verso l’asse Z ed un angolo a -3 [dB] ed un angolo a metà potenza HPBW = 130 [deg].

0 2 4 6 8 10 12 200 300 400 500 600 original slot_aperture_x modified_slot_aperture_x G a in [d B ] Frequency [MHz] 5 1,4 dB

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Figura 3.3.4 – Confronto Radiation Pattern E_Plane prima e dopo la riduzione dello slot

Figura 3.3.5 – Confronto Radiation Pattern H_Plane prima e dopo la riduzione dello slot

-20 -15 -10 -5 0 5 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 330

Original slot_aperture_x Modified slot_aperture_x

-20 -15 -10 -5 0 5 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 330

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Figura 3.3.6 – Diagramma di radiazione 3D simulato alla frequenza critica=350MHz

La seconda variazione prevede la riduzione della lunghezza dello stub orizzontale che compone il feed, da un valore iniziale di l_StubH=288mm ad uno finale =160mm (Figura3.3.7)

Figura 3.3.7 – Vista dall’alto dell’antenna Originale dopo la riduzione dello stub orizzontale

Dai risultati di tale modifica, come si evidenzia in Figura3.3.8 ed in Figura3.3.9, si osserva rispettivamente: un aumento della B% della curva del coefficiente di riflessione del 10%, con un miglioramento in generale della curva nel range delle frequenze