Facoltà di Ingegneria
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Corso di Laurea Triennale in Ingegneria delle Telecomunicazioni
Attività di tirocinio curriculare svolta presso:
INAF – IRA
(Istituto Nazionale di AstroFisica – Istituto di RadioAstronomia)
AMPLIFICATORE AD ALTA
DINAMICA: MISURE DEL PUNTO DI
COMPRESSIONE A 1dB E STUDIO
DELLE RETI DI BIAS
Tutore Universitario:
Chiar.mo Prof. Ing. Paolo Bassi Referente Struttura Ospitante:
Dott. Ing. Alessandro Orfei Dott. Ing. Federico Perini
Relazione di:
Ilaria Thibault
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Anno Accademico 2005/2006
Indice:
Introduzione
•
Breve descrizione del funzionamento dell’antenna parabolica•
Il link ottico•
Lo stadio amplificatore•
Il progetto1. Amplificatore di potenza
•
Breve descrizione dell’attività svolta in passato•
L’amplificatore Hela-102. Misura del punto di compressione a 1dB
•
Misura del punto del P1dB con HP 8751A•
Elenco degli accorgimenti da prendere per questo tipo di misura•
Materiali utilizzati•
Misura del P1dB con power meter HP 437B•
Funzionamento del power meter•
Calibrazione del power meter•
Misure•
Confronto tra le misure•
Confronto con i dati forniti dalla casa produttrice3. Le reti di Bias
• Caratteristiche di un RF choke
• Frequenza di autorisonanza di un choke
• Premessa
• Il prototipo
• I chokes
• La realizzazione dei layouts
• Gli effetti dei fixtures sulla misura della SRF
• ADCH-80A
• Confronto con i dati forniti dalla Minicircuits
• Serie Coilcraft
• Confronti tra i Bias Tee
• Conclusioni
• Indicazioni di progetto
Bibliografia
Introduzione:
Nella stazione di Medicina è in corso lo studio di un nuovo collegamento ottico analogico che deve sostituire parte delle discese di antenna di media frequenza della parabola, attualmente in cavo coassiale. Per compensare l’elevata perdita di inserzione del link, causata in particolare dalla presenza di un ricevitore ottico passivo, è necessario introdurre uno stadio amplificatore posto a valle del collegamento stesso che restituisca al segnale l’opportuno livello di potenza.
Breve descrizione del funzionamento dell’antenna parabolica:
L’antenna parabolica della stazione radioastronomia di Medicina ha un diametro di 32 m ed è completamente orientabile in ogni direzione.
La geometria della struttura, composta di due specchi, uno primario, e uno secondario, è tale per cui la radiazione elettromagnetica incidente viene focalizzata in due punti, il fuoco primario e il fuoco secondario, in corrispondenza dei quali sono disposti due gruppi di ricevitori.
Figura 1: Sistema ottico della parabola
Il percorso del segnale è il seguente: giunto nei gruppi di ricevitori viene elaborato alla sua frequenza originale (Front End), e successivamente convertito mediante un mixer ad una frequenza intermedia. Viene poi convogliato nella vertex room, e trasportato nella sala di controllo tramite dei cavi coassiali (figura 2: collegamento in rosso). Il link in fibra ottica andrà a sostituire proprio questo collegamento di lunghezza circa 200m.
Il segnale, una volta uscito dal link, verrà ricevuto dal ricevitore M.A.R.K, che lo elabora e registra su nastri magnetici.
Figura 2: Schema delle discese di antenna della parabola
Il link ottico:
Il collegamento ottico avviene in seconda finestra (?=1310 nm), e si è scelto di utilizzare fibra di tipo monomodale con rivestimento Loose per ridurre gli effetti della dispersione e delle variazioni di fase [Ref. 1].
L’istituto ha acquistato nel 2001 una coppia trasmettitore-ricevitore ottico della ditta “Andrew Wireless Systems” di Faenza: il trasmettitore è a modulazione diretta (TFTY 1310/M2/44) e il ricevitore è basato su
un diodo PIN (TFRY 1235/M2/44) [Ref 1&2]. Dalla caratterizzazione del link sono stati ricavati i parametri fondamentali per poter simulare il comportamento complessivo della catena di discesa di antenna, sia in termini di guadagno, sia in termini di dinamica di ampiezza. Tali studi hanno portato a concludere che con tali dispositivi non era possibile garantire le specifiche in termini di dinamica, determinando infatti un peggioramento rispetto alla situazione attuale. Si sono ricercati quindi nuovi dispositivi elettro-ottici più performanti dal punto di vista della dinamica. La ricerca [Ref. 2] ha concluso che l’uso di un trasmettitore ottico ad alta dinamica, recentemente progettato dalla ditta Andrew Wireless Systems, unitamente all’utilizzo di un ricevitore ottico passivo, garantirebbe il rispetto delle specifiche richieste in termini di dinamica, ma necessiterebbe dell’introduzione di un nuovo stadio amplificatore, posto a valle del link, per compensarne l’elevata perdita di inserzione.
Lo stadio amplificatore:
La soluzione [Ref. 2] ritenuta più idonea in termini di progetto, considerando che si vuole ottenere un circuito unico per il ricevitore ottico passivo e per l’amplificatore ad alta dinamica, prevede l’utilizzo di un amplificatore integrato prodotto dall’azienda americana Minicircuits:
tale dispositivo necessita della realizzazione di un circuito stampato per il suo montaggio. Il guadagno di un singolo stadio amplificatore (11dB), non è però sufficiente per compensare l’elevata perdita di inserzione del link ottico (24dB).
E’ necessario utilizzare dunque una configurazione a due stadi [Ref. 4].
Il progetto:
E’ stato realizzato un prototipo della configurazione a due stadi, e ne è stata fatta la caratterizzazione in termini di dinamica (IP3) e guadagno [Ref. 5].
In seguito verranno descritte brevemente le fasi della realizzazione del prototipo, e le prestazioni ottenute (che non corrispondono pienamente alle specifiche richieste). A partire da queste ultime, si intende investigare sulle probabili cause che stanno alla base dei problemi riscontrati.
1.Amplificatore di potenza
Breve descrizione dell’attività svolta in passato:
Il progetto del circuito amplificatore, realizzato in precedenza [Ref.
4&5], è basato su un dispositivo integrato prodotto dall’azienda americana Minicircuits (modello Hela10 in configurazione circuitale B);
grazie alla realizzazione del prototipo e alla sua relativa caratterizzazione se ne conoscono le prestazioni (in configurazione bi-stadio) ai piccoli segnali (parametri S), e ai grandi segnali (IP3).
L’amplificatore Hela-10:
Figura 1: Fotografia Hela-10
Il dispositivo Hela-10 consiste in una coppia di amplificatori integrati nello stesso chip, di conseguenza il loro guadagno e la loro fase sono molto simili, sia come valore assoluto, sia come deriva termica. Grazie a tali caratteristiche l’Hela-10 ben si presta per realizzare un amplificatore bilanciato, con un guadagno nominale di 11dB. Mediante l’inserimento di due balun (balanced unbalanced), o trasformatori, uno in ingresso e uno in uscita, è resa così possibile l’amplificazione di segnali single ended.
I vantaggi di questo dispositivo sono l’aspetto economico, (il suo prezzo di listino infatti è pari a 19.95 $, e considerando le spese dovute all’acquisto tramite distributore italiano, la spesa per una coppia di amplificatori è di circa 60 €), e la relativa semplicità di integrazione in previsione del futuro ricevitore ottico passivo con circuito amplificatore.
Figura 2: Schema generale del circuito amplificatore bilanciato basato su chip Hela-10
Tabella 1: Componenti per le configurazioni possibili con l’Hela-10 [Ref. 14]
Il guadagno minimo di un Hela-10B è 9.5dB nella banda 800-1000MHz.
Tabella 2: Caratteristiche degli amplificatori Hela-10 [Ref. 14]
La configurazione che è stata scelta per il progetto è la seconda (Application Circuit B), in quanto soddisfa le specifiche in termini di banda (100-900 MHz).
Non essendo sufficiente il guadagno di un singolo stadio amplificatore realizzato con il dispositivo Hela-10B per compensare la perdita di inserzione del link ottico, è stata progettata una configurazione a due stadi che, non essendo direttamente inseribile nella catena di ricezione, è stata montata su un circuito stampato, ove può essere alimentata e collegata a connettori SMA.
Figura 3: Hela 10-B in configurazione bi-stadio
In figura 3 si possono individuare i due trasformatori (T1 e T2) utilizzati come balun in ingresso e in uscita, e i due integrati Hela-10, contenenti ciascuno una coppia di amplificatori. Ogni integrato richiede un’alimentazione di 12V, e assorbe circa 600mA. Gli elementi introdotti per alimentare i dispositivi (bias elements) sono le capacità C1, C2, C3, C4, C9 e C10, utilizzate come DC block, e le induttanze L1, L2, L3 e L4, utilizzate come RF choke. Questi componenti sono posti in configurazione Bias-Tee, ossia il ramo del circuito che contiene l’induttanza serve a portare la corrente continua che va ad alimentare l’amplificatore, e il ramo contenente la capacità è necessario per trasmettere il segnale a radio frequenza bloccando il passaggio della DC.
Se ben progettato, un Bias-Tee impedisce completamente al segnale RF di disperdersi nel ramo della continua, consentendone il passaggio solo attraverso il DC block, e, analogamente, fa sì che la corrente continua fluisca solamente verso il componente da alimentare.
Figura 4: Schema di un Bias-Tee
V-source
RF-choke
DC-block
Per ridurre il consumo di potenza del dispositivo si possono apportare alcune modifiche al circuito di partenza, senza comprometterne le prestazioni globali.
In particolare è possibile inserire una resistenza standard (shunt resistance) tra il pin #7 dell’integrato del primo stadio e massa. Si ottiene così una riduzione della corrente assorbita del 25% [Ref. 4].
Il progetto vero e proprio tuttavia è stato il dimensionamento delle reti di Bias, probabilmente uno dei punti più delicati su cui dover prendere delle decisioni.
Ai fini della realizzazione del prototipo, in base alle indicazioni della casa produttrice (Minicircuits) è stata fatta la scelta di utilizzare come RF choke un’induttanza della ditta Coilcraft da 330 nH, e come DC block una capacità della ditta Murata da 0,01nF [Ref. 4].
Le caratteristiche salienti di questi due componenti sono riassunte nelle tabelle seguenti:
Part Number
Inductance (nH)
Qmin SRF
min (MHz)
DCR max (Ohms)
Irms (mA) 1206CS-
331X_L_
330@50MHz 45@150MHz 650 0,62 590
Tabella 3: choke Coilcraft
Part number Capacitance Cap
Tolerance
SRF (MHz)
Rated Voltage GRM39X7R103K50 0.01uF +/- 10% 55 50V
Tabella 4: capacità Murata
Nelle figure 6, 7 e 8 si può osservare l’aspetto del circuito montato:
Figura 6
Figura 7
Figura 8
Le specifiche richieste per l’amplificatore ad alta dinamica erano le seguenti:
• Banda: 100-900 MHz
• Flatness: 1dB
• Guadagno minimo: 20 dB
• IIP3 min: +22.81 dBm
Le prestazioni del prototipo realizzato nella banda 100-800 MHz sono [Ref. 5]:
• Guadagno: 21.6 dB
• Flatness: 0.9 dB
• IIP3 min: +23.4 dBm
Le prestazioni del prototipo sulla banda complessiva (100-900MHz) invece sono [Ref. 5]:
• Guadagno: 21.4 dB
• Flatness: 1.2 dB
• IIP3 min: +21.9 dBm
Il problema è la disequalizzazione del guadagno, il cui range di variazione è di 1.2dB, invece che 1dB.
E’ dunque necessario cercare di migliorare le prestazioni del dispositivo soprattutto nella banda 800-900 MHz.
Le indicazioni di progetto sono le seguenti [Ref. 5]:
• Prendere in considerazione la possibilità di cambiare il choke utilizzato nelle reti di Bias.
• Progettare un nuovo layout e fare realizzare e montare il circuito da un’azienda esterna.
• Rivalutare il progetto termico per modificare il dissipatore di calore.
• Effettuare la misura del punto di compressione a 1dB del guadagno per dare una caratterizzazione completa in termini di dinamica del dispositivo.
Durante questa attività di tirocinio sono stati considerati due di questi quattro punti:
• E’ stata completata la caratterizzazione in termini di dinamica del dispositivo mediante la misura del punto di compressione a 1dB del guadagno.
• Sono state effettuate misure per valutare la possibilità di cambiare il choke utilizzato, e cercare di capire se la disequalizzazione del guadagno sia dovuta ad eventuali perdite introdotte dalle reti di bias.
2. Misura del punto di compressione a 1 dB:
Per completare la caratterizzazione del prototipo in termini di dinamica [Ref. 5] è stata effettuata la misura del punto di compressione a 1dB.
Il punto di compressione a 1dB è quel valore di potenza in ingresso (o in uscita) per cui il guadagno di un dispositivo attivo risulta essere inferiore di 1dB rispetto al valore assunto in regime di funzionamento per piccoli segnali (ossia lineare). Si parla, infatti, di punto di compressione del guadagno, e di saturazione del dispositivo.
In linea di principio è necessario far variare la potenza in ingresso al dispositivo fintantoché non si raggiunge quel particolare valore per cui l’amplificatore inizia a saturare. Questo avviene ad un tono fissato, e per visualizzare l’andamento del P1dB in funzione della frequenza, si ripete la misura per tutti i valori di frequenza che si desideri considerare.
Diversi sono i metodi di misura del P1dB e diversi sono anche gli strumenti che si possono utilizzare, ad esempio, VNA e Power meter.
Con il VNA è possibile impostare uno sweep in potenza così che la misura risulta essere più automatizzata, con il power meter bisogna variare manualmente la potenza in ingresso al dut (mediante degli attenuatori variabili).
Misura del P1dB con HP 8751A:
Questo VNA lavora da 5Hz a 500MHz, quindi la misura risulta essere incompleta: la nostra banda di interesse infatti è 100-900MHz.
Lo strumento, utilizzato in configurazione CW (Continuous Wave) con power sweep, consente di generare un segnale monocromatico a potenza variabile che viene inviato, mediante uno splitter, alle porte R e B dell’analizzatore. La porta R è di riferimento (il segnale vi arriva in modo diretto), e la porta B è uno dei due canali di lettura. Dalla comparazione tra i due livelli di segnale, lo strumento è in grado di visualizzare il guadagno del dispositivo (B/R) in funzione della potenza in ingresso. La misura consiste nella visualizzazione della traccia del guadagno ad una data frequenza, e sua relativa acquisizione. La frequenza è stata fatta variare da 100 a 500MHz con passi di 100MHz.
Figura 1: Banco di misura generico per la misurazione del punto di compressione a 1dB.
Elenco degli accorgimenti da prendere per questo tipo di
misura:
E’ necessario:
• Se il livello massimo di potenza che il VNA è in grado di generare non è sufficiente per mandare in compressione il guadagno del dispositivo, utilizzare un amplificatore posto a monte del DUT (Device Under Test) stesso, avendo l’accortezza di verificare che non vada in compressione a sua volta all’interno del range di potenza ricevuto in ingresso.
• Porre a valle di questo stadio amplificatore aggiuntivo un filtro che ne elimini le spurie in uscita: la potenza delle spurie in ingresso al DUT, aggiungendosi a quella del tono fondamentale, rende inesatta la misura.
• Ad ogni cambiamento di frequenza inserire un opportuno filtro per far sì che il tono generato dal VNA sia all’interno della banda passante del filtro, e che le armoniche superiori vengano attenuate.
DUT VNA
RFOUT R B
SPLITTER
• Alle porte R e B del VNA inserire degli attenuatori nel caso in cui il livello di potenza da rilevare rischi di danneggiare o mandare in compressione lo strumento stesso.
• Effettuare una calibrazione ogni volta che si variano i parametri dello strumento: start, stop, freq, sweep time, span, numero di punti, averaging…. Calibrare lo strumento, per questo particolare tipo di misura, significa inserire un thru al posto del DUT in modo tale che venga stabilito un livello di guadagno (B/R) di riferimento (0dB). Questo serve a compensare le differenti attenuazioni presenti sui due rami, dovute sia alla presenza degli attenuatori, sia agli effetti indesiderati dei cavi e dei componenti passivi presenti nella catena a monte del DUT e a valle dello splitter.
• Quando si deve misurare un dispositivo di potenza, effettuare i collegamenti in questo ordine: collegare l’output al cavo del VNA, successivamente l’alimentazione, e poi l’input all’altro cavo dello strumento. Per scollegare invece: staccare prima l’input, poi l’alimentazione poi l’output. Il motivo per cui è richiesto di seguire questi passi è che l’open load può creare problemi, infatti i data sheet dei componenti indicano sempre il valore massimo di potenza in ingresso consentito (Pmax), che va ridotto secondo precise indicazioni in caso di open load. E’ dunque buona norma prendere queste precauzioni, in particolar modo quando la potenza in ingresso può superare il valore di soglia indicato.
• Per verificare che le misure siano attendibili, fare una prova con un amplificatore già realizzato e misurato: è un accorgimento che può risultare conveniente. (Nel nostro caso è stata fatta una prova con il bilanciato SKA 8-15 V 12mA [Ref. 11]).
Figura 2: Schema del banco di misura utilizzato
Materiali utilizzati:
• Attenuatori Minicircuits modello NAT-20 (20 dB, 50Ohm) utilizzati in ingresso alle porte R e B (At 1).
• Attenuatore Minicircuits modello NAT-15 (15dB, 50 Ohm) utilizzato a valle dell’output del dut (At 2).
• Splitter Minicircuits modello ZESC-2-11
• Filtri passa basso Minicircuits modelli SLP 100, 250, 550.
• Ventola: per meglio dissipare il calore generato dal DUT (consumo=250mA).
• Amplificatore Minicircuits con caratteristiche riportate in tabella1:
PART NUMBER FREQ. GAIN (dB)
ZHL-2-8 10-1000MHz Min=27 Flatness Max= ±1
MAXIMUM POWER (dBm) DYNAMIC RANGE DC POWER
P1OUT1dB=+29 INPUT(no damage)=+5 NF typ (dB)=10 IP3 (dBm)= +38 Volt (V)= 24 Current (A)=0.6
Tabella 1: Caratteristiche dell’amplificatore DUT VNA
RFOUT R B
AT 2
AMPLI
FILTRO
SPLI TTER
AT 1
AT 1
VENTOLA
Nell’effettuare la prima misura si è notata una variazione molto veloce e apparentemente casuale della corrente di alimentazione del DUT al variare della Pin in corrispondenza dell’intorno del P1dB. Il DUT ha infatti un certo tempo di reazione all’ingresso. Per consentire al dispositivo di “inseguire” i valori di potenza in ingresso, fornendo così uscite coerenti con i diversi stimoli ricevuti, bisogna aumentare lo sweep time. Se lo sweep time è troppo ridotto, le risposte del DUT rischiano di risentire degli effetti dei contributi degli ingressi provenienti da istanti precedenti: di conseguenza la misura risulta essere erronea.
Sono stati poi posizionati 4 markers sulla traccia del guadagno per osservare e annotare, al passaggio dello sweep per quei punti, il valore di corrente assorbita visualizzata sul display dell’alimentatore in corrispondenza di 5 valori di frequenza presi con passi da 100MHz nella banda 100-500MHz.
Freq (MHz)
Power In (dBm)
Corrente (mA)
100 -40 695
-30 690
-20 693
-13 543
200 -40 700
-30 695
-20 685
-13 692
300 -40 695
-30 694
-20 682
-13 561
400 -40 697
-30 693
-20 678
-13 556
500 -40 699
-30 693
-20 678
-13 547
Tabella 2: Variazioni della corrente di alimentazione
Nella tabella 2 sono elencate le variazioni di corrente assorbita in funzione della potenza generata dal VNA, alle varie frequenze a cui si è svolta la misura. Questo fenomeno potrebbe essere imputabile al disadattamento del dispositivo.
Successivamente è stato misurato l’insertion gain (i cui valori sono riportati nella tabella 3) introdotto dalla catena amplificatore-filtro- splitter a monte del DUT per poter poi ricavare i veri valori di potenza in ingresso al DUT. Il grafico 1 rappresenta gli andamenti del guadagno alle varie frequenze, e in ascissa ci sono i valori di potenza in uscita dal VNA. Il grafico 3 rappresenta l’andamento del guadagno a 300MHz: in ascissa ci sono i valori in ingresso al dispositivo ottenuti sommando alla potenza in uscita dal VNA il valore dell’insertion gain corrispondente alla frequenza 300MHz. In tabella 4 sono riportati i valori dei P1dBIn e P1dBout alle frequenze cui è stata effettuata la misura. I valori dei P1dBIn sono stati ottenuti aggiungendo alla potenza in uscita dal VNA, in corrispondenza del P1dB, il valore dell’insertion gain relativo a quella determinata frequenza. I valori del Pout1dB sono stati ottenuti dai risultati precedenti semplicemente sommando il guadagno meno 1. Gli andamenti dei P1dBIn e P1dBout sono riportati nei grafici 3 e 4.
Freq (MHz)
Insertion Gain (dB)
100 27,5
200 27,2
300 26,4
400 27,3
500 26,5
Tabella 3: Insertion Gain al variare della frequenza
P1dB
11 13 15 17 19 21 23
-45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10
Power VNA
Gain
100MHz 200MHz 300MHz 400MHz 500MHz
Grafico 1: P1dB per i vari valori di frequenza
Gain@300MHz
15 16 17 18 19 20 21 22 23
-20 -15 -10 -5 0 5 10 15
Gain@300 MHz
Grafico 2: P1dB a 300MHz
Freq (MHz) P1dB_In (dBm) P1dB_out (dBm)
100 10,2 30,92
200 10,7 31,42
300 10,5 31,57
400 10,8 32,07
500 10,6 31,70
Tabella 4
P1dB_In (dBm)
10,1 10,2 10,3 10,4 10,5 10,6 10,7 10,8 10,9
0 200 400 600
Freq (MHz)
Pout (dBm)
P1dB_In (dBm)
Grafico 3: P1dBIn
P1dB_out (dBm)
30,80 31,00 31,20 31,40 31,60 31,80 32,00 32,20
0 200 400 600
Freq (MHz)
Pout(dBm)
P1dB_out (dBm)
Grafico 4: P1dBOut
Misura del P1dB con power meter HP 437B:
Disponendo di un power meter (figura 4) per visualizzare la potenza in uscita dal DUT si è deciso di sfruttare un altro VNA, modello HP 8722D, come sintetizzatore CW e di far variare la potenza in ingresso al DUT con una serie di due attenuatori variabili. L’analizzatore lavora da 50MHz a 40GHz, dunque è stato possibile coprire interamente con la misura la banda di interesse. A variazioni della potenza in ingresso al DUT corrispondono variazioni lineari di potenza in uscita, fintantoché l’amplificatore non raggiunge la regione di saturazione. Il Power Meter possiede una modalità “REL” (RELATIVE) che consente di visualizzare a display la variazione di potenza ricevuta rispetto al livello di potenza misurato in precedenza. Impostando al massimo l’attenuazione dei due attenuatori variabili come punto di partenza, ed avendo la possibilità di diminuire tale valore sia con passi di 10dB, sia di 1dB, ci si aspetta di visualizzare a display, mediante il tasto REL, l’incremento lineare della potenza emessa dal DUT, in funzione dell’abbassarsi del livello di attenuazione. Ci si accorge di aver trovato il P1outdB quando la potenza in uscita è inferiore di 1dB rispetto al valore che ci si aspetterebbe se la variazione fosse ancora lineare. Anche in questo caso è stato necessario amplificare il segnale in uscita dal VNA per riuscire a mandare in saturazione il DUT e utilizzare i filtri passa basso per eliminare le spurie in uscita da entrambi gli amplificatori in modo tale da evitare che la potenza dei prodotti di intermodulazione andasse ad inficiare le misure.
Con l’analizzatore di spettro analogico HP 8558B (0.1-1500MHz) è stata osservata l’emissione di spurie da parte dei componenti attivi con e senza filtri.
In figura 3 è rappresentato il banco di misura.
Con il VNA 8722D è possibile effettuare direttamente la misura del P1dB impostando uno sweep in potenza; il problema è che il ponte riflettometrico dello strumento è integrato all’interno dello strumento stesso, e questo ci impedisce di smontarlo e di sostituirlo con uno splitter a 3dB (come fatto nel caso del VNA 8751A). Di conseguenza il segnale in ingresso al DUT subisce una forte attenuazione per l’elevata perdita di inserzione causata dal ponte. Il rischio è che neppure un amplificatore posto a monte del DUT stesso possa mandare in compressione il nostro circuito d’interesse.
Figura 3: Schema del banco di misura
Strumenti utilizzati:
• VNA HP 8722D.
• Amplificatore Minicircuits
PART NUMBER FREQ. GAIN (dB)
ZHL-2-8 10-1000MHz Min=27 Flatness Max= ±1
MAXIMUM POWER (dBm) DYNAMIC RANGE DC POWER
P1OUT1dB=+29 INPUT(no damage)=+5 NF typ (dB)=10 IP3 (dBm)= +38 Volt (V)= 24 Current (A)=0.6
• Power Meter HP 437B
• Filtri passa basso Minicircuits: SLP 100, 250, 450, 550, 1000.
• Attenuatore variabile con passo di 1dB (atten-1): modello Agilent 8494B Attenuator/11dB, freq range DC-18GHz, max RF power 1W CW.
• Attenuatore variabile con passo di 10dB (atten-2): modello HP 8495B Attenuator/70dB, freq range DC-18GHz, max RF power 1W CW .
• Attenuatore 20 dB (atten-3): modello R411820-20dB.
• Ventola (consumo=250mA).
POWER METER VNA
PORT1 PORT2
AMPLI
FILTRO
ATTEN-2 ATTEN-1
DUT
ATTEN-3 FILTRO
VENTOLA
Figura 4: HP 437B Power Meter
Funzionamento del Power Meter [Ref. 6]:
La testina (figura 5) è quel sensore che converte segnali RF o a microonde in valori di tensione che sono letti e riportati sul display dal power meter. Ce ne sono vari tipi, in particolare quella utilizzata si avvale di una termocoppia che trasforma il “calore” del segnale incidente in una tensione proporzionale alla potenza.
Figura 5: 8482A Power Sensor HP
Calibrazione del Power Meter [Ref. 6]:
Prima di iniziare la calibrazione del Power Meter, è opportuno premere il pulsante preset per consentire al power meter di mettersi in uno stato noto, ed eliminare tutte le tracce delle misure precedenti. Secondo il manuale inoltre, il power meter necessita di un’ora per scaldarsi.
Calibrare il power meter è un’operazione che avviene in due passi:
1. Lo “zeroing”: il power meter deve essere privo di segnale incidente, e l’operazione consiste nell’associare questo stato al livello di zero potenza in ingresso alla termocoppia.
2. Il “cal adjust”: il power meter genera un segnale molto stabile a 50MHz e di 1mW in ingresso alla termocoppia come un livello di riferimento, e internamente si calibra in modo tale da far corrispondere alla risposta della termocoppia quel particolare valore di potenza incidente. Si preme poi il pulsante “CAL ADJ” e si inserisce il valore del “Calibration Factor” (CF) relativo alla frequenza 50MHz. Il CF è un coefficiente noto che il power meter usa per elaborare la risposta, e che si trova su tutte le termocoppie.
Ad ogni frequenza cui si effettuano delle misure, è necessario correggere i dati rilevati dallo strumento impostando l’opportuno CF. Tale informazione è stampata sul lato della termocoppia, ed è un numero di solito compreso tra 99% e 100%. Se si usa un CF che differisce di qualche punto percentuale da quello indicato, l’errore della misura è molto piccolo. Ad esempio, se si lascia il CF a 100%, quando dovrebbe invece essere 98%, il dato letto risulterà essere 0.09 dB in meno rispetto al valore corretto. Per essere il più accurati possibile, si possono ottenere mediante interpolazione i valori del CF corrispondenti a frequenze non indicate sulla testina. Se si devono effettuare delle misure in una banda estesa di frequenze, è consigliabile mantenere sempre lo stesso CF, e modificare i dati a posteriori.
CF%
96,5 97 97,5 98 98,5 99 99,5 100
0 500 1000 1500 2000
Freq (MHz)
CF % CF%
Grafico 5: Valori del CF riportati sulla testina
CF%
96,5 97 97,5 98 98,5 99 99,5 100
0 500 1000 1500 2000
Freq (MHz)
CF % CF%
Grafico 6: Interpolazione per ottenere i valori del CF mancanti INTERPOLAZIONE
Freq (MHz)
CF % 0,1 97,9
0,3 99
0,5 99,1
1 99,3
3 99,4
10 99,2
30 99,2
50 99
100 98,9 300 98,7
1000 98
1500 97,4
2000 97
2600 95,7 3000 94,4 4000 93,9 4200 93,7
Tabella 5: Valori del CF riportati sulla testina HP 8482A
Nel Grafico 5 sono stati rappresentati i valori del CF riportati sulla testina HP 8482A (tabella 5), e nel grafico 6 è mostrata l’interpolazione fatta per poter assegnare ai valori di frequenza di interesse, valori opportuni del CF per modificare le misure fatte a CF costante.
Misure:
Freq[MHz] CF P1dB[dBm] P1dB[Watt] P1dB[Watt]Corr P1dB[dBm]Corr Att[dB] P1dBout[dBm]
100 0,989 10,24 0,011 0,010 10,21 20,45 30,66
200 0,988 11,05 0,013 0,013 11,01 20,20 31,21
300 0,987 11,17 0,013 0,013 11,13 20,09 31,21
400 0,986 11,03 0,013 0,013 10,98 20,47 31,45
500 0,985 10,8 0,012 0,012 10,75 20,36 31,11
600 0,984 10,36 0,011 0,011 10,30 20,05 30,35
700 0,983 9,5 0,009 0,009 9,44 20,18 29,62
800 0,982 8,82 0,008 0,008 8,75 20,31 29,07
900 0,981 8,16 0,007 0,006 8,09 20,65 28,74
Tabella 6
In tabella 6 sono indicati i valori della frequenza cui è stata effettuata la misura, i valori dei vari CF corrispondenti, le misure del P1dB ottenute con lo stesso CF, e poi quelle corrette (indicate con “Corr”). Si può notare che la differenza tra i due tipi di misura è molto piccola.
Nel grafico 7 è rappresentato l’andamento del P1outdB in funzione della frequenza (i valori sono quelli riportati in tabella 6).
P1dBout[dBm]
28,5 29 29,5 30 30,5 31 31,5 32
0 200 400 600 800 1000
FREQ (MHz)
Power_Out dBm
P1dBout[dBm]
Grafico 7: P1dBout
Confronto tra le due misure:
28,50 29,00 29,50 30,00 30,50 31,00 31,50 32,00 32,50
0 500 1000
Freq (MHz)
Pout (dBm)
P1dBout[dBm]_Powe rMeter
P1dBout_VNA8751A
Grafico 8
Freq[MHz] P1dBout[dBm]
PowerMeter
P1dBOut VNA8751A (dBm)
100 30,66 30,92
200 31,21 31,42
300 31,21 31,57
400 31,45 32,07
500 31,11 31,7
600 30,35
700 29,62
800 29,07
900 28,74
Tabella 7
Il grafico 8 e la tabella 7 ci consentono di mettere a confronto i dati ottenuti grazie ai due metodi utilizzati: nella banda 100-500MHz lo scarto tra i valori relativi ai due diversi approcci alla misura è pressoché irrilevante.
Confronto con i dati forniti dalla casa produttrice:
E’ opportuno fare un confronto tra i risultati ottenuti e quelli forniti dalla casa produttrice (Minicircuits) [Ref. 15], per verificare che i dati ricavati siano attendibili.
I valori del P1dBout forniti dall’azienda, per un Hela-10B in un sistema a 50 Ohm, sono i seguenti: 31dBm nella banda 300-600MHz, 29dBm a 50MHz, e 28.5dBm a 1000MHz. Bisogna tenere conto del fatto che il nostro circuito è un amplificatore bi-stadio, e le caratteristiche riportate nell’application note fanno riferimento ad una configurazione singolo stadio. Tuttavia si riscontra comunque coerenza tra le misure e i dati riportati dalla Minicircuits.
3. Le reti di Bias
Per indagare le cause della disequalizzazione del guadagno dell’amplificatore bi-stadio [Ref. 5], si è deciso di investigare sulle reti di Bias.
La rete di Bias è un componente circuitale che, se mal progettato, potrebbe generare dei problemi nella trasmissione del segnale: la decisione più delicata da prendere è proprio quella che concerne le scelta della o delle induttanze che hanno il compito sia di portare la corrente continua che alimenti il dispositivo, sia di impedire al segnale a radiofrequenza di propagarsi anche nel ramo dell’alimentazione, e, attraverso questo, immettersi nuovamente nelle piste a radiofrequenza, alterando lo stato del segnale che vi transita.
Analogamente il ruolo della capacità è quello di impedire alla corrente continua di disperdersi nel ramo della pista a radiofrequenza, facendola fluire interamente all’interno del dispositivo; la scelta di questo componente tuttavia è meno critica rispetto a quella dell’RF choke.
Figura 1: Schema generico di una rete di Bias
V-source
RF-choke
DC-block
Caratteristiche di un RF choke:
Il choke dovrebbe presentare, alla frequenza minima di funzionamento del circuito, una reattanza circa dieci volte superiore al valore dell’impedenza della pista RF, cosicché il segnale transiti solo in quest’ultima, e allo stesso tempo deve avere una frequenza di risonanza più grande dell’estremo superiore della banda di interesse.
Frequenza di autorisonanza di un RF choke [Ref. 7]:
Il choke è un elemento circuitale non ideale, di conseguenza risente di effetti capacitivi (dovuti agli accoppiamenti spuri tra spire), e resistivi: la frequenza di autorisonanza (SRF) è quel valore di frequenza per cui il choke entra in risonanza con la propria capacità spuria.
Alla risonanza sussistono le seguenti condizioni:
• L’impedenza di ingresso del choke raggiunge il suo massimo valore.
• Gli effetti capacitivi e quelli induttivi si bilanciano perfettamente, (1/j? C=j? L) e la reattanza complessiva (ossia la parte immaginaria dell’impedenza) si annulla.
• Per frequenze inferiori alla SRF, il choke è un’induttanza (reattanza positiva), al di sopra di tale valore, il choke si comporta come una capacità (suscettanza positiva).
• L’angolo di fase dell’impedenza di ingresso è nullo, in quanto si verifica il passaggio tra i valori positivi (induttanza) e valori negativi (capacità).
• L’insertion Loss del due porte è massima, il che corrisponde al minimo del parametro S21 (dB) in funzione della frequenza.
• Il valore della SRF in Hz si trova con la formula [Ref 4]:
LCd
f 2π 1
0 =
Nel grafico 1 è riportato l’andamento della parte immaginaria dell’impedenza di ingresso di un choke al variare della frequenza: si può notare che essa si annulla in corrispondenza della frequenza di risonanza, e che è una reattanza prima, e una suscettanza poi.
50 550 1050 1550 2050
Frequency (MHz) SRF
-60000 -40000 -20000 0 20000 40000 60000
-100 -66.7 -33.3 0 33.3 66.7 100
Im(ZIN[1]) * (L) 12CS331
Ang(ZIN[1]) * (R, Deg) 12CS331
Grafico 1: Im(Zin) e Ang(Zin) del choke Coilcraft 12CS331
Ci sono vari tipi di schemi che possono rappresentare gli effetti dovuti agli elementi spuri in un choke; si può creare un circuito equivalente che associ ad ogni choke i valori della capacità e delle resistenze spurie ad esso associate: ne è un esempio la figura 2 [Ref. 8].
Figura 2: Schematico per un induttore Coilcraft (chip inductor)
Premessa:
L’ipotesi fatta, e che giustifica il modo in cui si è deciso di operare, è la seguente: l’eccessivo abbassarsi della traccia del guadagno potrebbe essere imputabile proprio al mal comportamento della rete di Bias [Ref 4&5], ed essendo il ramo del choke l’elemento che maggiormente determina la presenza di perdite o meno, si è deciso di intervenire su di esso studiando la possibilità di variarne la configurazione. Infatti se il choke del Bias-Tee va in risonanza nella banda in cui vogliamo trasmettere il segnale utile, c’è il rischio che la radiofrequenza, non incontrando più una reattanza elevata ma bensì una suscettanza, si disperda più facilmente nel ramo della continua.
Il prototipo:
Il Bias-Tee del prototipo [Ref. 4&5] è costituito da un’induttanza della coilcraft (tabella 1), e da una capacità della murata (tabella 2).
Part Number
Inductance (nH)
Qmin SRF
min (MHz)
DCR max (Ohms)
Irms (mA) 1206CS-
331X_L_
330@50MHz 45@150MHz 650 0,62 590
Tabella 1: Choke Coilcraft
Part number Capacitance Cap Tolerance
SRF (MHz)
Rated Voltage
GRM39X7R103K50 0.01uF +/- 10% 55 50V
Tabella 2: Capacità Murata
Come si può notare dalle caratteristiche riportate in tabella 1, la frequenza di risonanza del choke è 650 MHz, quindi all’interno della nostra banda. Il problema potrebbe derivare da qui. Ossia, il choke si comporta “bene” fino a quella frequenza, e inizia ad introdurre delle perdite considerevoli da quel punto in poi.
I chokes:
Si è deciso di realizzare dei circuiti stampati a 1-porta e a 2-porte che consentissero di ottenere i parametri S di svariate configurazioni di induttanze sia con il VNA 8722D, sia con l’8751A.
Le caratteristiche salienti dei chokes utilizzati sono riportate in seguito.
Minicircuits:
Figura 3: ADCH-80A
L’azienda americana Minicircuits ha progettato un RF choke [Ref. 9]
specifico per lavorare su una banda molto estesa di frequenze (50MHz- 8GHz).
Le caratteristiche di questo componente sono riportate in tabella 3.
Model No.
Freq.
(MHz)
Insertion Loss (dB)
VSWR (:1)
DC current
(mA)
INDUCTANCE (uH)
ADCH- 80A
50- 8000
Typ: 0,3 Max: 1,0
Typ: 1,1 Max: 1,35
Max:
100
7@0mA 1,8@50mA 1,0@100mA Tabella 3
Coilcraft:
Part_Number
Inductance
(nH) Qmin
SRFmin (MHz)
DCR max (Ohms)
Irms (mA) 1206CS-
181X_L_ 180@50MHz 60@300MHz 900 0,43 700 1206CS-
271X_L_ 270@50MHz 55@300MHz 730 0,56 630 1206CS-
331X_L_ 330@50MHz 45@150MHz 650 0,62 590 1206CS-
391X_L_ 390@50MHz 45@150MHz 600 0,75 530 Tabella 4: Induttanze Coilcraft
La realizzazione dei layouts:
Con il programma CAD Microwave Office sono stati creati i layouts dei circuiti stampati sui cui saldare i componenti, in previsione delle seguenti misure:
1. Serie di 4 induttanze della Coilcraft (2 porte, micro-striscia).
2. Singola induttanza Coilcraft (2 porte, micro-striscia).
3. Singola induttanza Coilcraft (1 porta, coplanare con e senza massa).
4. Serie di 4 induttanze Coilcraft in configurazione Bias-Tee (2 porte, micro-striscia).
5. ADCH-80A in configurazione Bias-Tee (2 porte, micro-striscia).
6. ADCH-80A (1 porta, coplanare con e senza massa).
In figura 4 sono riportate le dimensioni dell’ADCH-80A, e relativo footprint [Ref. 5].
Figura 4: Dimensioni dell’ADCH-80A
In figura 5 è riportato il disegno dell’ADCH-80A: il rettangolo in verde è il corpo (package) dell’induttore, e i rettangoli in marrone scuro sono i piedini (leads), dove va appoggiato e poi saldato il componente. I rettangoli in marrone chiaro sono di rame e coincidono con il footprint.
1
2
Figura 5: Disegno dell’ADCH-80A
In figura 6 sono riportate le dimensioni delle induttanze della serie 1206CS della Coilcraft, e relativo footprint [Ref. 5].
Figura 6: Dimensioni delle induttanze Coilcraft (serie 1206CS)
In figura 7 è rappresentato il disegno dell’induttanza.
Figura 7: Disegno induttanza Coilcraft: serie 1206CS
In figura 8 è illustrato il layout della capacità della Murata della serie
“GRM39X7R103K50”, le cui dimensioni complessive sono di 1.6x0.8mm, con dimensione dei leads di 0.4x0.8mm (formato 0603) [Ref. 4].
Figura 8: Disegno capacità della Murata
Gli effetti dei fixtures sulla misura della SRF [Ref. 7&10]:
Per poter collegare un induttore alle porte di un VNA è necessario realizzare un circuito stampato munito di appositi connettori. Calibrando il vettoriale si fa in modo che il reference plane della misura coincida con l’ingresso ai connettori del fixture, e che vengano quindi trascurati gli effetti dei cavi e dei connettori dello strumento stesso nell’acquisizione dei parametri S.
La calibrazione tuttavia nel nostro caso non è sufficiente per garantire un perfetto deembedding del DUT. Con il termine deembeddare si intende portare il reference plane della misura proprio alle porte del componente di cui si vuole ottenere la matrice di diffusione, e quindi riuscire a sottrarre dai parametri ottenuti anche gli effetti indesiderati della transizione connettore-pista, e delle piste stesse a monte e a valle del componente: questo si può fare sia con il vettoriale stesso (port extension), sia mediante un programma di simulazione come Microwave Office.
Nel nostro caso è stata scelta quest’ultima strada: in primo luogo si misurano i parametri S del fixture e se ne crea un modello equivalente che tenga conto della presenza della transizione connettore pista. I parametri del modello sono ottenuti mediante l’ausilio degli algoritmi di ottimizzazione presenti nel programma MWO. Il passo successivo consiste nel montare il DUT sulla basetta, e misurarne i parametri S.
Grazie al circuito equivalente che descrive il comportamento degli effetti indesiderati dovuti alla basetta, le misure del DUT possono essere deembeddate.
Le interazioni tra il fixture e i chokes generano degli effetti capacitivi parassiti che vanno ad inficiare le misure facendo variare così la SRF del componente stesso. E’ quindi necessario deembeddare nel modo più rigoroso possibile per eliminare tutto ciò che può rendere inesatte le misure.
ADCH-80A:
Sono state messe a confronto le misure effettuate con i dati forniti dalla Minicircuits (tabella 5) [Ref. 9].
Tabella 5: Dati forniti dalla Minicircuits
Con il fixture ad una porta in coplanare (figura 9) sono stati ottenuti i parametri S del choke. In particolare sono state fatte misure con entrambi i VNA: l’8751A consente di fare misure anche a bassissima frequenza (la banda di funzionamento è 5Hz-500MHz), mentre l’estremo inferiore della banda dell’8722D è 50MHz, e con quest’ultimo le misure sono state fatte fino a 2.05GHz.
Figura 9: Layout del fixture in coplanare ad una porta per ADCH- 80A
I dati ottenuti con i due strumenti sono poi stati importati in Microwave Office, e deembeddati per eliminare gli effetti della transizione connettore-pista (passaggio da un cavo coassiale ad una linea di trasmissione in coplanare), e della pista stessa a monte del componente.
In figura 10 è riportato il modello della transizione [Ref. 11]. In figura 11 è riportato lo schema della transizione che simula il comportamento del fixture in esame, utilizzato come rete da negare alla matrice di diffusione della rete mono-porta (figura 12) nella banda 50MHz-2.05GHz.
CAP C=
ID=
0.183 pF C1 COAXP2
F=
A=
K=
L=
Do=
Di=
ID=
400 MHz 0.185 2.1 7.49 mm 4.07 mm 1.24 mm CX1
IND L=
ID=
0.987 nH
L1 RES
R=
ID=
0.031 Ohm R1
CPW_SUB
Name=
T_Nom=
Tand=
Rho=
T=
H=
Er=
FR1 0.0175 mm 0.02 0.697 0.0175 mm 1.5 mm 4.53 PORT
Z=
P=
50 Ohm 1
PORT Z=
P=
50 Ohm 2
Figura 10: Modello della transizione coassiale-cpw
CAP C=
ID=
0 pF C1
CPWLINE
L=
S=
W=
ID=
10 mm 0.3 mm 2.4 mm CP1 COAXP2
F=
A=
K=
L=
Do=
Di=
ID=
400 MHz 0.185 2.1 7.49 mm 4.07 mm 1.24 mm CX1
CPW_SUB
Name=
T_Nom=
Tand=
Rho=
T=
H=
Er=
FR1 0.0175 mm 0.02 0.697 0.0175 mm 1.5 mm 4.53 IND
L=
ID=
0 nH
L1 RES
R=
ID=
0 Ohm R1
CPWEG
G=
S=
W=
ID=
1.4 mm 0.3 mm 2.4 mm X1
PORT Z=
P=
50 Ohm 1
PORT Z=
P=
50 Ohm 2
Figura 11: Schema della transizione nella banda 50MHz-2.05GHz
(-) NEG2 NET=
ID=
"Mod_trans2porte"
N1
1
SUBCKT NET=
ID=
"Adch_cpw_0mA"
S1 PORT
Z=
P=
50 Ohm 1
Figura 12: Schema della rete negata per il deembedding
I parametri R L e C della transizione utilizzata come rete negata sono stati ottenuti mediante ottimizzazione; l’obiettivo (goal) era quello di diminuire il più possibile lo scarto tra i parametri S misurati dell’open (fixture senza componente saldato), e quelli del modello della transizione stessa. In questo caso l’ottimizzatore ha azzerato tutti e tre i parametri.
L’andamento del valore dell’induttanza in funzione della frequenza è riportato nel grafico 2: si nota la differenza dell’andamento con e senza deembedding.
50 250 450 650 850 1050 1250 1450 1650 1850 2050 Frequency (MHz)
Effetto del Deembedding
-400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 500 600 700
800 L_SRL[1] * (nH)
ADCH-80A L_SRL[1] * (nH) ADCH-80A_DEEMB
Grafico 2: Effetto del deembedding (banda 50MHz-2.05GHz).
I dati ottenuti con il VNA 8751A non sono stati deembeddati:
l’ottimizzatore non ha fornito parametri soddisfacenti ai fini delle nostre simulazioni. Si può comunque notare che il valore dell’induttanza del choke a 10KHz è dell’ordine del uH (grafico 3), lo stesso ordine di grandezza dei dati forniti dalla casa produttrice.
0.01 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 Frequency (MHz)
Indutt_Bass_Freq
-1000 -500 0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000
0.01 MHz 3543 nH
L_SRL[1] (nH)
Grafico 3: andamento dell’induttanza alle basse frequenze
Il circuito rappresentato in figura 13 è il circuito test su cui la Minicircuits ha fatto le misure dell’insertion loss e del VSWR [Ref. 9].
Come si può vedere, è l’ADCH-80A in configurazione Bias-Tee, ma è chiaro dall’immagine che le misure sono state deembeddate.
Figura 13: Circuito Test
Figura 14
Figura 15: Andamento Insertion Loss del circuito test
Figura 16: Andamento VSWR del circuito test
Il circuito che è stato realizzato per misurare l’ADCH-80A in configurazione Bias Tee è rappresentato in figura 17. Lo schematico e il relativo layout sono rappresentati nelle figure 18 e 19. Il box metallico ha dimensioni 33.7x35.3mm, di conseguenza le misure della basetta sono 33.2x34.8mm [Ref. 11]. La capacità utilizzata è quella della Murata con caratteristiche riportate in tabella 2.
Figura 17: Foto del Bias Tee con ADCH-80A
MTAPER
L=
W2=
W1=
ID=
2 mm 1.65 mm 2.85 mm MT1
MTAPER
L=
W2=
W1=
ID=
2 mm 1.65 mm 2.85 mm MT2 MSUB
Name=
ErNom=
Tand=
Rho=
T=
H=
Er=
SUB1 3.3 0.02 0.7 0.0175 mm 1.575 mm 4.5
MLIN
L=
W=
ID=
0.26 mm 1.65 mm TL1
MLIN
L=
W=
ID=
2 mm 1.65 mm TL2
MLIN
L=
W=
ID=
7.36 mm 1.65 mm TL3
MLIN
L=
W=
ID=
3 mm 2.85 mm TL4 MLIN
L=
W=
ID=
1.04 mm 1.65 mm TL5
MLIN
L=
W=
ID=
9.49 mm 2.85 mm TL6
MLIN
L=
W=
ID=
9.89 mm 2.85 mm TL7 VIA
RHO=
T=
H=
D=
ID=
0.7 0.25 mm 1.575 mm 0.5 mm V1
SUBCKT NET=
ID=
"ADCH80_Minicircuits"
S5
SUBCKT NET=
ID=
"grm188r71h103ka01series"
S3 SUBCKT
NET=
ID=
"grm188r71h103ka01series"
S4
PORT Z=
P=
50 Ohm 1
PORT Z=
P=
50 Ohm 2
Figura 18: Schematico del Bias Tee con ADCH-80A
Figura 19: Layout Bias Tee con ADCH-80A
Anche in questo caso sono state realizzate le reti per il deembedding;
questa volta la transizione è di tipo coassiale micro-striscia [Ref. 11] con box metallico. Le reti da negare sia in ingresso sia in uscita sono rappresentate nelle figure 20 e 21 con parametri L1=0.243nH e L2=0.015nH.
MTAPER
L=
W2=
W1=
ID=
2 mm 1.65 mm 2.85 mm
MT1 MLIN
L=
W=
ID=
0.26 mm 1.65 mm TL1
MLIN
L=
W=
ID=
9.49 mm 2.85 mm TL2 COAXP2
F=
A=
K=
L=
Do=
Di=
ID=
400 MHz 0.161 2.1 7.49 mm 4.07 mm 1.24 mm CX1
IND L=
ID=
0.243 nH L1
MSUB
Name=
ErNom=
Tand=
Rho=
T=
H=
Er=
SUB1 3.3 0.02 0.7 0.0175 mm 1.575 mm 4.5 TLINP
F0=
Loss=
Eeff=
L=
Z0=
ID=
400 MHz 1.27 3.443 5 mm 47.8 Ohm TL6
IND L=
ID=
0.015 nH PORT L2
Z=
P=
50 Ohm 1
PORT Z=
P=
50 Ohm 2
Figura 20: Transizione porta 1 (RF+DC)
COAXP2
F=
A=
K=
L=
Do=
Di=
ID=
400 MHz 0.161 2.1 7.49 mm 4.07 mm 1.24 mm IND CX1
L=
ID=
0.243 nH L1 IND
L=
ID=
0.015 nH L2
TLINP
F0=
Loss=
Eeff=
L=
Z0=
ID=
400 MHz 1.27 3.443 5 mm 47.8 Ohm TL3 MTAPER
L=
W2=
W1=
ID=
2 mm 1.65 mm 2.85 mm MT1
MLIN
L=
W=
ID=
7.36 mm 1.65 mm TL1
MLIN
L=
W=
ID=
3 mm 2.85 mm
TL2 MLIN
L=
W=
ID=
9.89 mm 2.85 mm TL4
MSUB
Name=
ErNom=
Tand=
Rho=
T=
H=
Er=
SUB1 3.3 0.02 0.7 0.0175 mm 1.575 mm 4.5 SUBCKT
NET=
ID=
"grm188r71h103ka01series"
S1
PORT Z=
P=
50 Ohm 1
PORT Z=
P=
50 Ohm 2
Figura 21: Transizione porta 2 (solo RF)
(-) NEG2 NET=
ID=
"transizione_scatolinoPorta1_RFDC"
N1
(-) NEG2 NET=
ID=
"transizione_scatolinoPorta2RF"
N2
1 2
SUBCKT NET=
ID=
"BiasTeeADCH_0mA"
S1 PORT
Z=
P=
50 Ohm
1 PORT
Z=
P=
50 Ohm 2
RF+DC RF
Figura 22: Schema con le reti negate
Nel grafico 4 è riportata la traccia dell’insertion loss del bias tee con e senza deembedding, e nel grafico 5 quella del VSWR (è stato utilizzato il VNA 8722D). In entrambi i casi si può notare il miglioramento degli andamenti in seguito al deembedding: sono stati esclusi infatti gli effetti delle transizioni coassiale micro-striscia con box metallico, ed è stata esclusa l’insertion loss causata dalla presenza della capacità.
50 250 450 650 850 1050 1250 1450 1650 1850 2050 Frequency (MHz)
Insertion_Loss
0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.8 0.85 0.9 0.95 1
|Eqn| * IL
|Eqn| * ILDeemb
Grafico 4: Insertion Loss Bias Tee con ADCH-80A
50 250 450 650 850 1050 1250 1450 1650 1850 2050 Frequency (MHz)
VSWR
1 1.05 1.1 1.15 1.2 1.25 1.3 1.35 1.4 1.45 1.5 1.55 1.6
|Eqn| * Vswr
|Eqn|
VswrDeemb
Grafico 5: VSWR con e senza deembedding
Confronto con i dati forniti dalla Minicircuits:
Le specifiche fornite dalla casa produttrice (figura 14) sono:
1. VSWR compreso tra 1.1 e 1.35 nella banda 50MHz-8GHz 2. IL compresa tra 0.3 e 1 nella banda 50MHz-8GHz
I valori ottenuti con le misure sono:
1. VSWR compreso tra 1.03 e 1.22 nella banda 50-2050MHz 2. IL compresa tra 0.28 e 0.74 nella banda 50-2050MHz
Le misure sono dunque coerenti con i valori ottenuti dall’application note.
Serie Coilcraft:
Come alternativa alla singola induttanza da 330 nH presente sul prototipo si è riflettuto sulle possibili configurazioni che potessero soddisfare le specifiche sia in termini di SRF, sia in termini di impedenza.
La nostra banda di interesse (100-900MHz) contiene quattro ottave di frequenze (100-200, 200-400, 400-800, 800-1600). E’ dunque molto difficile che un solo choke reale copra una banda così ampia senza risuonare.
Si è cercato di creare una serie di induttanze di valore crescente, ognuna con il “compito” di coprire un’ottava, in modo tale da impedire a tutte le armoniche della nostra banda di propagarsi nel ramo dell’alimentazione [Ref. 12].
Si è creato un fixture a due porte in micro-striscia che potesse ospitare le quattro induttanze della Coilcraft poste nell’ordine seguente: 180, 270, 330, 331nH (figura 23). Analogamente si è creato un altro fixture per la sola induttanza da 330nH (figura 24), sempre in micro-striscia.
Figura 23: Layout della serie di induttanze Coilcraft (180, 270, 330, 390nH)
Figura 24: Layout per la singola induttanza da 330nH
