Facoltà di Ingegneria
Corso di Laurea in Ingegneria delle Telecomunicazioni
Propagazione (L-A)
Ottimizzazione del Progetto Di Un Post-
Amplificatore Ad Alta Dinamica Per Un
Collegamento Analogico in Fibra Ottica
Tesi di Laurea di:
Ilaria Thibault
Relatore:Chiar.mo Prof. Ing. PAOLO BASSI Correlatori:
Dott. Ing. FEDERICO PERINI Prof. Ing. GIOVANNI TARTARINI
Sessione II
Anno Accademico 2005/2006
A mio Zio….
non avrei potuto fare scelta migliore
Ringraziamenti
Grazie Federico, per avermi arricchito con i tuoi preziosi insegnamenti che mi hanno fatto crescere colmandomi ancora di più di entusiasmo per quello che sto studiando.
E’ stato un privilegio per me poter interagire con un ingegnere illuminato come te.
INDICE:
INTRODUZIONE
CAPITOLO 1: IL LINK OTTICO
• La Parabola
• Il Link Ottico
• SRT
CAPITOLO 2: L’AMPLIFICATORE
• Premessa
• Il dispositivo Hela e sue caratteristiche
• Il prototipo
• Le specifiche
• Flatness
• Possibili cause della disequalizzazione
CAPITOLO 3: TEMPERATURA
• Le specifiche termiche
• Il dissipatore di calore
• Ipotesi
• Misure
• Osservazioni
• Conclusioni
CAPITOLO 4: LE RETI DI BIAS
• Descrizione di una rete di Bias
• Il comportamento di un choke alla risonanza
• La rete di Bias del prototipo
• Ipotesi
• Studio delle Reti di Bias
• Approfondimenti sullo studio delle Reti di Bias
• Misure
• Conclusioni
CAPITOLO 5: CARATTERIZZAZIONE DEL
TRASFORMATORE E DELL’AMPLIFICATORE
SINGOLO STADIO
• Il Bilanciato
• Premessa
• Dai layouts alla caratterizzazione dei circuiti
• Il Trasformatore
• Hela singolo stadio
• Caratterizzazione di un circuito tre porte con un VNA a due porte
• Flatness del trasformatore
• Flatness dell’Hela -10 singolo stadio
• Co nclusioni
CONCLUSIONI
Bibliografia
Introduzione
Fino al 1930 l’universo era stato studiato osservando la luce emessa dalle stelle, dapprima ad occhio nudo, poi, a partire dal 1610 con Galileo, utilizzando il cannocchiale, e in seguito i telescopi più potenti. All’inizio del Novecento si viene poi a conoscenza del fatto che i corpi caldi, come le stelle o i gas interstellari, non emettono soltanto luce, ma in tutto lo spettro elettromagnetico, dai raggi X alle onde radio. Per l’inadeguatezza delle tecnologie, tutta questa ricchezza di informazioni sui corpi celesti non era ancora pienamente sfruttata, perché i raggi X, l’ultravioletto, e gran parte dell’infrarosso vengono assorbiti dalla nostra atmosfera, e si riteneva, comunque, che queste radiazioni dessero un contributo trascurabile all’energia complessivamente emessa.
Nel 1932 avvenne una grande scoperta per la storia dell’astronomia:
Karl Jansky (1905-1950), un ingegnere della Bell Telephone Company, stava studiando le cause di rumore che disturbava no le trasmissioni transoceaniche a onde corte, 10-15 metri. Fra le tante cause di disturbo (alcune naturali, come i temporali, altre di natura umana come il passaggio dei camion o l’utilizzo di macchine utensili), registrò un rumore che sorgeva ad Est e t ramontava ad Ovest, che attribuì alla costellazione del Sagittario: con questo dato, si rese conto che la causa di rumore proveniva dal centro della galassia.
Nacque così la radioastronomia come lo studio delle emissioni elettromagnetiche, alle frequenze radio, dei corpi celesti.
Grazie alle osservazioni radioastronomiche, negli anni Sessanta si sono fatte straordinarie scoperte: nel 1963 le quasar (sorgenti radio quasi stellari), nel 1965 la cosiddetta “radiazione fossile”, che ci mostra com’era l’univer so primordiale, nel 1967 le pulsar e la presenza di numerose molecole organiche nei rarefatti spazi interstellari [Ref. 1].
I radiotelescopi sono antenne riceventi molto sensibili, capaci di captare segnali molto deboli come appunto quelli radioastronomici.
Il radiotelescopio di Medicina è composto da due tipi di antenne: una interferometrica, la “Croce del Nord”, formata da due bracci trasversali di sposti a T, e una parabolica di 32m di diametro.
Il progredire della tecnologia consente di ottenere prestazioni sempre migliori da parte di questi strumenti, e di effettuare quindi osservazioni sempre più accurate.
E’ compito del personale di Medicina quello di farsi carico del continuo processo di ottimizzazione delle antenne e degli apparati di ricezione presenti nella stazione stessa.
Già da alcuni anni è in corso lo studio di un collegamento ottico analogico che deve andare a sostituire parte delle discese di antenna di media frequenza della parabola, attualmente in cavo coassiale. I vantaggi che apporterebbe questa nuova tecnologia sono considerevoli: perdite trascurabili, insensibilità alle interferenze, banda larga trasportabile, equalizzazione di ampiezza, minore sensibilità alle variazioni di temperatura con conseguente miglioramento della stabilità di fase.
I risultati delle ricerche svolte fino ad oggi inerenti a questo nuovo collegamento riguardano la scelta del tipo di fibra da utilizzare e del suo rivestimento, e le specifiche relative alla dinamica di ampiezza richiesta. Quest’ultimo aspetto ha messo in luce la necessità di utilizzare un trasmettitore ottico ad alta dinamica e un ricevitore ottico passivo. L’elevata perdita di inserzione, causata da questo tipo di ricevitore, comporta l’introduzione di uno stadio amplificatore, posto a valle del ric evitore ottico stesso.
Per quest’ultimo scopo è stato progettato e realizzato in precedenza [Ref. 2&3] un circuito amplificatore basato su un dispositivo integrato prodotto dall’azienda americana Minicircuits.
L’obiettivo di questa tesi è l’ottimizzazione di questo progetto.
CAPITOLO 1
La Parabola, il link ottico, SRT
La Parabola:
Costruita nel 1983, secondo il progetto della ditta americana TIW, per partecipare alle osservazioni VLBI (Very Long Baseline Interferometry), la parabola presente all’osservatorio radioastronomico di Medicina ha un diametro di 32mt ed è completamente orientabile in ogni direzione.
Figura 1: L’antenna parabolica e la stazione di controllo
È quindi in grado di puntare ed inseguire una qualsiasi sorgente dal suo sorgere al suo declinare, compensando il suo moto apparente causato dalla rotazione terrestre. Dispone di un sistema ottico Cassegrain, ovvero, oltre al fuoco principale, può convogliare la radiazione incidente anche in un fuoco secondario, grazie a un secondo specchio (subriflettore) di forma iperbolica e di diametro pari a 3.2mt (figura 2). Ci sono due gruppi di ricevitori posti in corrispondenza dei due fuochi. Spostando il subriflettore, si commuta da una modalità d’uso all’altra.
Figura 2: Sistema ottico della parabola
Frequenza λ Banda [GHz] [cm] [MHz]
22 1.3 800 K
8.3 3.6 800 X
2.3 13 160 S
1.6 18 80 L
1.4 21 80 L
Banda
Figura 3: Ricevitori fuoco primario
Frequenza λ Banda
[GHz] [cm] [MHz]
6 5 400 C
6.6 4.5 400 C
5 6 400 C
Banda
Figura 4: Ricevitori fuoco secondario
Nel fuoco primario sono collocati 5 ricevitori, che operano alle frequenze di 22, 8.3, 2.3, 1.6, 1.4GHz (figura 3).
Nel secondario ce ne sono invece 3 alle frequenze di 6, 6.6 e 5GHz (figura 4). Normalmente i ricevitori vengono caratterizzati col nome della banda su cui operano (K, X, S, L....).
In sostanza nei ricevitori, il segnale passa per due stadi successivi. Il primo, il Front end, lo elabora alla sua frequenza originaria, in seguito, un Mixer (o più di uno) lo co nverte ad una frequenza intermedia, IF, identica per tutti, alla quale opera lo stadio successivo, il back end.
Figura 5: Collegamenti IF sostituiti con link ottico analogico
Il segnale IF, una volta uscito dai ricevitori post i nella vertex room (fuoco secondario), o qui giunto mediante la discesa di antenna dal fuoco primario, viene trasportato alla sala di controllo tramite cavo coassiale. Questo collegamento verrà sostituito con un link ottico di lunghezza di 200mt circa (figura 5). I vantaggi della fibra, anche se il collegamento è breve, sono notevoli: minore dipendenza dei cavi dalla temperatura e totale immunità alle interferenze elettromagnetiche esterne rispetto a qualsiasi altro cavo, assenza di ground loop, bassa a t t enuazione, larga banda trasportabile.
Il segnale, una volta uscito dal link, verrà ricevuto dal ricevitore M.A.R.K che lo elabora e registra su nastri magnetici.
Il link ottico:
Dal momento che il collegamento ottico avviene in seconda finestra (1310nm), si è scelto di utilizzare fibra di tipo monomodale per ridurre gli effetti della dispersione e la variazione di fase causate dalle inevitabili curvature imposte alla fibra una volta installata. Per
quanto riguarda il rivestimento, diverse campagne di misura [Ref. 4]
hanno evidenziato, un peggior comportamento nella stabilità di fase, rispetto alle variazioni di temperatura, delle fibre Tight rispetto a quelle Loose, sia in termini assoluti, sia relativi. Per questo motivo si è scelto di adottare un cavo in fibra ottica con rivestimento Loose.
Invece per la scelta della coppia trasmettitore-ricevitore ottico, è stato studiato all’inizio, un link ottico prodotto dalla ditta “Andrew Wireless Systems”, di Faenza [Ref. 5]. Dopo varie misure fatte su questi dispo sitivi [Ref. 5], si è concluso che con tale coppia TX-RX non era possibile garantire le specifiche in termini di dinamica, determinando infatti un peggioramento rispetto alla situazione attuale.
Si sono ricercati quindi nuovi dispositivi elettro -ottici mig liori da un punto di vista della dinamica. La ricerca [Ref. 5] ha concluso che l’uso di un trasmettitore ottico ad alta dinamica, recentemente progettato dalla ditta Andrew, unitamente all’uso di un ricevitore ottico passivo, garantirebbe il rispetto delle specifiche richieste, in termini di dinamica, ma necessiterebbe dell’introduzione di un nuovo stadio amplificatore, posto a valle del link, per compensarne l’elevata perdita d’inserzione. Per non compromettere le prestazioni del link così fatto, l’amplificatore in questione deve possedere delle ottime caratteristiche per la dinamica.
La soluzione [Ref. 5] che si è ritenuta più idonea da implementare, ha previsto l’uso di un amplificatore integrato, Hela 10-B , p r o d o t t o dall’azienda americana “Minicircuits”. Per poter essere inserito nella catena di ricezione, è necessario progettare e realizzare un circuito stampato per il montaggio, l’inscatolamento, e l’aggiunta dei connettori.
Il guadagno di un singolo stadio amplificatore (11dB), non è però sufficiente per compensare l’elevata perdita d’inserzione del nuovo link ottico. Ciò ha reso necessario l’introduzione di due integrati, ed è
stata quindi progettata e realizzata una configurazione a due stadi [Ref. 2&3] di cui in seguito si parlerà in dettaglio.
La realizzazione di questo collegamento ottico analogico servirà come banco di prova per la progettazione delle discese di antenna di SRT, il radiotelescopio attualmente il costruzione in Sardegna.
SRT [Ref. 7]:
Il progetto:
Quasi tutto il personale della Stazione radioastronomica di Medicina è coinvolto nella progettazione del grande Sardinia Radio Telescope (SRT), un'antenna parabolica di 64 m di diametro completamente orientabile e capace di operare con grande versatilità ed efficienza in un vasto in tervallo di frequenze radio (da 0.3 a 100 GHz).
SRT è in fase di costruzione in Sardegna, e la sua inaugurazione è prevista per Dicembre 2008.
Figura 6: Confronto tra SRT e la parabola di Medicina
Il sito:
La decisione di costruire in Sardegna il più potente radiotelescopio italiano è stata motivata da diverse considerazioni di carattere scientifico.
La costruzione di SRT, grazie alle sue caratteristiche e alla sua collocazione, consentirà la nascita della prima rete VLBI italiana autonoma (I-VLBI), infatti la combinazione con i radiotelescopi esistenti di Medicina e Noto (32mt di diametro) genera una configurazione geometrica a triangolo. L'eventuale inserimento successivo del radiotelescopio di Matera renderebbe poi ancora più efficiente il sistema (figura 7).
Con l'inclusione di SRT, inoltre, la rete VLBI europea (EVN) sarà competitiva rispetto all'analoga rete americana (VLBA).
Figura 7: I-VLBI
L'individuazione di un sito idoneo per SRT ha richiesto molti anni di studio. A partire dal 1991 si sono monitorate le condizioni metereologiche e le interferenze radio in Sardegna al fine di individuare un sito le cui caratteristiche rappresentassero il miglior compromesso possibile tra i seguenti requisiti:
1) L' inquinamento elettromagnetico deve essere il più basso possibile. Fin dall' inizio degli anni '90, l'Istituto di Radioastronomia e l'Osservatorio Astronomico di Cagliari hanno ispezionato accuratamente diverse aree scarsamente popolate, e quindi con minimi livelli di inquinamento elettromagnetico, che fossero capaci di ospitare SRT.
2) Una delle specifiche cruciali di SRT sarà la possibilità di osservare fino alla frequenza di 100GHz. Per questo motivo, è necessario individuare un sito secco e disposto ad un altitudine relativamente elevata sul livello del mare.
3) Il telescopio deve risultare protetto dal vento intenso. Il sito deve essere localizzato in una depressione orografica che possa, da un lato, agire da schermo naturale per il vento ma che sia comunque abbastanza ampia da ospitare tutte le infrastrutture del telescopio.
Un sito che soddisfacesse tutti questi prerequisiti fu individuato nell'area nota come "Pranu Sanguni" in prossimità del paese di San Basilio a circa 35 km a nord di Cagliari.
Il funzionamento:
SRT dispone di un sistema gregoriano shaped, costituito da uno specchio primario quasi-paraboloidale di 64-metri di diametro, ed uno specchio secondario quasi-ellissoidale di 7.9-metri di diametro.
La scelta progettuale delle ottiche di SRT è stata fatta cercando di ottenere il maggior numer o di posizioni focali nello spazio disponibile. L’avere a disposizione molti fuochi operativi permette infatti una maggiore libertà nella scelta dei ricevitori da utilizzare.
Sono previste tre aree operative, per un totale di sei posizioni focali:
Fuoco primario Fuoco Gregoriano
Fuochi Beam Wave Guide (in tutto quattro)
Lo specchio primario è costituito da 1008 pannelli di alluminio sorretti da una travatura reticolare posteriore. Al vertice dello specchio è previsto l'alloggiamento per la strumentazione relativa al fuoco gregoriano e per il sistema ottico Beam Wave Guide.
Figura 8: Riflettore primario
Figura 9: Sezione del riflettore primario
L'alloggiamento del fuoco gregoriano e dei fuochi BWG è costituito da una struttura a tre piani, che prevede al piano più alto la strumentazione per le osservazioni in fuoco gregoriano (cilindro ruotante) e ai piani inferiori una combinazione di cinque specchi
"quasi ellittici" (configurazione shaped): uno mobile in posizione centrale e gli altri quattro fissi, suddivisi in due coppie omologhe, posti al di sopra.
La travatura dello specchio primario sorregge il secondario, posto a circa 24 metri di distanza, tramite un sistema a quattro travi inclinate di 45° (quadrupode).
Lo specchio secondario è un riflettore quasi ellittico di circa 8 metri di diametro, costituito da 49 pannelli sostenuti da una travatura reticolare posteriore. Al vertice del quadrupode si trova il fuoco primario.
Nel fuoco primario sono disponibili diversi ricevitori tra 0.3 e 1.5 GHz.
La posizione focale principale è quella Gregoriana, in prossimità del vertice dello specchio primario, dove possono essere collocati ed intercambiati agevolmente diversi "feed" (o "feed arrays") per frequenze da 5 a 100 GHz.
Sotto il fuoco Gregoriano sono dis ponibili quattro ulteriori posizioni focali, in quella che può essere considerata una sorta di guida d'onda a più specchi ("multi-mirror beam-waveguide"; BWG). I fuochi terziari, ideati per frequenze da 1.5 a 35 GHz, permettono di operare sia in modalità di ricezione che di trasmissione.
Banda (Sigla)
?0
(GHz)
? (cm)
N°
Ricevitore
?Lsky
(GHz)
?Hsky
(GHz)
(%) Banda ricevitore (MHz)
Configurazione
P 0.3 90 1P 0.31 0.42 12 2X110 Coassiale a 1.5
GHz
L 0.6 50 1P 0.58 0.62 7 2X40
L 1 30 1P 0.70 1.30 60 2X600
L 1.5 18-
21 2P 1.30 1.80 32 2X500 Coassiale a 0.3 GHz
S 2 13 2P 2.20 2.36 7 2X160 Coassiale a 8 GHz
S 3 10 3P 2.36 3.22 27 2X860
S 4 7.5 3P 3.22 4.30 32 2X1080
C 5 6 1B 4.30 5.80 32 2X1500 Monofeed
C 7 5 2B 5.70 7.70 30 2X2000 Monofeed
X 8 3.6 2P 8.18 8.98 9 2X800 Coassiale a 2 GHz
X 9 3.3 1G 7.50 10.40 32 2X2000
Ku 13 2.3 2G 10.30 14.40 33 2X2000
Ku 17 1.8 3G 14.40 19.80 32 2X2000
K 23 1.3 4G 19.00* 26.50 33 2X2000
Multifeed (7 elementi)
Ka 32 0.9 5G 26.00 36.00 32 2X2000
Q 43 0.7 6G 35.00 50.00 31 2X2000
E 86 0.4 7G 70.00 90.00 25 2X2000
W 100 0.3 8G 90.00 115.00 25 2X2000
* utilizzabile fino a 18GHzFuoco primario: P, Fuochi BWG: B, Fuoco gregoriano: G
Tabella 1: I sistemi riceventi per SRT, attualmente in fase di studio
Tutti i segnali sull'antenna saranno cablati con cavo coassiale, la connessione dall'antenna alla stanza di controllo sarà invece in fibra ottica, ed avrà una lunghezza di diverse centinaia di metri (circa 500mt).
La disequalizzazione conseguente all'utilizzo dei cavi coassiali su lunghe tratte verrà compensata utilizzando amplificatori progettati ad hoc (amplificatori equaliz zati AmpEQ, un prototipo è già in fase di test presso l'antenna di Medicina). Ogni fuoco avrà il suo sistema AmpEQ.
Figura 10: Schema dei collegamenti
CAPITOLO 2
L’Amplificatore
Premessa:
Con l’obiettivo di compensare la perdita di inserzione del link ottico, è stato realizzato in precedenza [Ref. 3] un prototipo del circuito amplificatore, basato su un dispositivo prodotto dall’azienda americana Minicircuits (modello Hela 10 in configurazione circuitale B). Per rispettare le specifiche in termini di dinamica e guadagno (la perdita d’inserzione del link è di circa 24dB) è stata progettata una configurazione bi-stadio (il guadagno nominale di un singolo stadio Hela è di circa 11dB). Poiché il dispositivo non è direttamente inseribile nella catena di ricezione, è stato creato il layout dal circuito stampato dove il componente può essere saldato e collegato al resto della catena di ricezione mediante connettori SMA.
Il dispositivo Hela e sue caratteristiche [Ref. 8]:
Il dispositivo Hela 10 (figura 1) è costituito da due amplificatori integrati nello stesso chip, di conseguenza il loro guadagno e la loro fase sono molto simili, sia come valore assoluto, sia come deriva termica. Grazie a questa caratteristica, tale modello be n si presta per realizzare una configurazione bilanciata: in figura 2 si può notare come il dispositivo sia collegato a dei trasformatori, impiegati come balun, per l’amplificazione di segnali single -ended.
Figura 1: Fotografia dell’amplificatore Hela 10
Figura 2: Schema generale del circuito amplificatore bilanciato basato su chip Hela 10
Tabella 1: Componenti per le possibili configurazioni realizzabili con il chip Hela 10
I pregi di questo amplificatore sono l’aspetto economico (il prezzo di listino è infatti solamente 19.95 $) e la semplicità di integrazione:
quest’ultima caratteristica consente di poter pensare ad un unico circuito che integri il ricevitore ottico passivo e lo stadio amplificatore stesso.
Il guadagno minimo di un Hela-10B è 9.5dB nella banda 800-1000MHz.
Tabella 2: Caratteristiche degli amplificatori Hela 10
La configurazione scelta ai fini della realizzazione del prototipo è la seconda di tabella 2, Application Circuit Hela -10B, in quanto rispetta le specifiche richieste in termini di banda (la banda di interesse va da 100 a 900MHz). In figura 3 è rappresentato uno schema del bilanciato bi-stadio, formato da due Hela in cascata.
Figura 3: Hela 10B in configurazione bi-stadio
Ogni integrato assorbe circa 600mA e richiede un’alimentazione di 12V. Nella figura 3, T1 e T2 sono i due trasformatori, e gli elementi L1, L2, L3, L4, C1, C2, C3, C4, C9, C10, sono le induttanze e le capacità poste in configurazione Bias Tee, con il compito cioè di portare la corrente continua di alimentazione in ingresso al dispositivo, e allo stesso tempo permettere al segnale RF in uscita di propagarsi subendo la minima alterazione possibile. La scelta di questi componenti è piuttosto critica, come si vedrà in seguito.
Per ridurre il consumo di potenza del dispositivo si possono apportare alcune modifiche al circuito di partenza, senza comprometterne le prestazioni globali.
In particolare è possibile inserire una resistenza standard (shunt resistance) tra il pin #7 dell’integrato del primo stadio e massa. Si ottiene così una riduzione della co rrente assorbita del 25% [Ref. 2].
Il prototipo:
Ai fini della realizzazione del prototipo [Ref. 2&3] è stato necessario:
• Scegliere i componenti per le reti di Bias.
• Creare il la yout del circuito stampato su cui montare i componenti.
• Dimensionare un dissipatore di calore per rimuovere il calore prodotto dai due dispositivi di potenza.
E’ stata fatta la scelta di utilizzare come RF choke un’induttanza della ditta Coilcraft da 330 nH, e come DC block una capacità della ditta Murata da 0.01nF; quest’ultimo valore è consigliato dall’azienda produttrice.
Nelle figure 4, 5, e 6 si può osservare l’aspetto del circuito montato.
Figura 4 Vista dall’alto del circuito amplificatore
Figura 5: Circuito amplificatore basato sul chip Hela 10B in configurazione bi-stadio. In evidenza: il dissipatore di calore ad
alette.
Figura 6: Vista dall’alto del circuito amplificatore con connettori SMA e collegamenti per l’alimentazione.
Le specifiche:
Le specifiche richieste per l’amplificatore ad alta dinamica erano le seguenti:
• Banda: 100-900 MHz
• Flatness: 1dB (±0.5dB)
• Guadagno minimo: 20 dB
• IIP3 min: +22.81 dBm
Le prestazioni del prototipo realizzato nella banda 100-800 MHz sono [Ref. 3]:
• Guadagno: 21.6 dB
• Flatness: 0.9 dB
• IIP3 min: +23.4 dBm
Le prestazioni del prototipo sulla banda complessiva (100-900MHz) invece sono [Ref. 3]:
• Guadagno: 21.4 dB
• Flatness: 1.2 dB
• IIP3 min: +21.9 dBm
Flatness:
Il “flatness” (“piattezza”) è una specifica che riguarda tutti i componenti e/o sistemi con una certa banda utile da trattare:
rappresenta la differenza tra i valori massimo e minimo assunti dal guadagno nella banda utile del dispositivo. Minore è il “flatness”,
migliori sono le prestazioni del dispositivo. Per preservare l’integrità di un qualunque segnale, si vorrebbe che i sistemi che lo elaborano non introducessero distorsione di ampiezza, presentando quindi un guadagno costante (“piatto”) in banda. In radioastronomia questo discorso si fa molto delicato in quanto le bande in gioco sono molto grandi. Ad alti valori di “flatness” corrisponde il fenomeno dell’eccessiva disequalizzazione in banda: il guadagno presenta variazioni troppo pronunciate rispetto all’andamento, piatto, desiderato. Il dispositivo Hela ha delle ottime caratteristiche in termini di flatness [Ref. 8] (da ±0.3dB a ±0.4dB per la configurazione singolo stadio). Nel grafico 1 si possono osservare gli andamenti del guadagno del dispositivo Hela 10B per diversi valori di temperat ura.
Si può notare che la traccia varia all’interno di un intervallo di valori molto limitato sull’asse delle ordinate: il flatness infatti è sempre
=1dB.
Grafico 1: Guadagno di un Hela 10B per diversi valori di temperatura in un sistema a 50Ohms
Le specifiche richieste per il collegamento ottico prevedono che il prototipo non presenti una disequalizzazione superiore di 1dB, tuttavia il flatness del circuito in esame risulta essere superiore a questo valore.
100 200 300 400 500 600 700 800 900 Frequency (MHz)
S21 del prototipo
20.75 21 21.25 21.5 21.75 22 22.25 22.5
900 MHz 20.897 dB 100 MHz
22.242 dB
DB(|S[2,1]|) * prototipo
Grafico 2: Andamento del guadagno del pro totipo
Nel grafico 2 è riportato l’andamento del guadagno del prototipo misurato con l’analizzatore di rete 8722D. La differenza tra il massimo e il minimo del guadagno è di 1.35dB. Nel periodo successivo a questa misura uno dei chip Hela -10B ha subito un guasto, ed è stato sostituito con un nuovo integrato. Misurando nuovamente il guadagno del bi-stadio si è registrato un miglioramento in termini di disequalizzazione. Osservando il grafico 3 si può vedere come la differenza tra il massimo e il minimo dell’S21 del dispositivo in banda sia scesa a 1.09 dB (ben 0.26 dB in meno del caso precedente la sostituzione, ma comunque fuori specifica). Questo accade perché ogni integrato è “unico” nel senso che è impossibile trovare due chip che si comportano esattamente allo stesso modo: sussistono delle lievi differenze tra un componente e l’altro, e i parametri forniti dalle aziende sono i valori cui convergono statisticamente i risultati delle misure effettuate su un grande numero di chip.
100 200 300 400 500 600 700 800 900 Frequency (MHz)
S21_Con nuovo chip Hela10B
21.3 21.45 21.6 21.75 21.9 22.05 22.2 22.35 22.5
900 MHz 21.398 dB 100 MHz
22.484 dB DB(|S[2,1]|) *
prototipo
Grafico 3: Guadagno del prototipo con nuovo chip Hela -10B
Possibili cause della disequalizzazione:
E’ necessario individuare le cause che stanno alla base della disequalizzazione del guadagno dell’amplificatore prototipo, e possibilmente rimuoverle per garantire che il fu nzionamento del dispositivo sia in accordo con le specifiche richieste. Quali possono essere dunque i fattori che generano questo fenomeno? Si possono valutare varie ipotesi:
• Una non sufficiente dissipazione del calore.
• Le perdite introdotte dalle reti di Bias.
• Le perdite introdotte dai due trasformatori.
• Il dispositivo Hela stesso che introduce una disequalizzazione doppia se posto in configurazione bi-stadio, unitamente alle perdite dei componenti passivi che formano il circuito.
Nei prossimi capitoli verranno prese in considerazione tutte queste ipotesi cercando di individuare quella, o quelle, che possono stare alla base dei problemi riscontrati.
CAPITOLO 3
Temperatura
Le specifiche termiche:
L’integrato Hela -10B consuma circa 6.3W di potenza; di conseguenza genera molto calore per effetto Joule che, se non adeguatamente dissipato, rischia di inficiare le prestazioni del circuito stesso.
Osservando infatti il grafico 1 del capitolo 2, si può notare come, per temperature crescenti, la disequalizzazione aumenti; da qui la necessità di ottenere una buona dissipazione del calore per impedire che questo fattore deteriori il flatness. Il Layout per l’amplificatore Hela -10 deve quindi presentare requisiti non solo elettrici, ma anche termici. Dal punto di vista termico, la specifica da rispettare riguarda la temperatura dell’Heat Slug, una sottile metallizzazione alla base del package dell’Hela -10, che non deve superare i 110°C [Ref. 8].
Figura 1: Heat Slug
Il dissipatore di calore:
Il dissipatore di calore del prototipo [Ref. 3] è costituito da due elementi: lo chassis (una basetta di alluminio su cui fissare il circuito stampato), e un dissipatore di calore ad alette (figure 2, 3 e 4).
Figura 2: Dimensi oni meccaniche dello chassis
Figura 3: Fotografia dello chassis
Figura 4: Dissipatore ad alette generico che ai fini del progetto è stato opportunamente dimensionato
Per passare dal dispositivo di potenza al dissipatore, il calore deve attraversare diverse interfacce che devono avere una buona conducibilità termica: la prima è tra l’Heat Slug e la basetta, la seconda è il passaggio attraverso la basetta stessa, la terza è tra la basetta e lo chassis, e la quarta è tra lo chassis ed il dissipatore ad alette.
Prima interfaccia:
Secondo le indicazioni della casa produttrice Minicircuits, l’Heat Slug deve essere saldato alla basetta in modo tale che il calore generato dall’integrato passi dalla metallizzazione al PCB (Printed Circuit Board) con la massima efficacia possibile. Tuttavia ai fini della realizzazione del prototipo, per evitare che l’Hela -10 venisse danneggiato con il saldatore, è stato messo uno strato di Thermagon (materiale isolante termo conduttore) tra la base del chip e la superficie del PCB (vedi Figura 5).
Figura 5: Sezione trasversale del dispositivo HELA montato sul PCB, come consigliato dalla ditta Minicircuits (a sinistra), come
realizzato nel prototipo (a dest ra).
HELA HELA
HEAT SLUG
HEAT SLUG
PCB PCB
STAGNO
FUSO VIA
HOLES
VIA HOLES THERMAGON
Seconda interfaccia:
Il passaggio del calore attraverso il PCB avviene grazie a dei fori nella basetta stessa (via holes) in quanto il materiale dielettrico di cui è fatto l’FR4 ha una bassa conducibilità termica. Per garantire la minore resistenza termica possibile dei via holes (ossia per fare in modo che il calore fluisca più facilmente possibile attraverso lo spessore della basetta), l’azienda Minicircuits consiglia di realizzare dei fori metallizzati con del rame e riempiti di stagno (a seconda poi del valore di resistenza termica che si vuole ottenere, si varierà il numero di fori). Questo perché il parallelo di questi due metalli offre una migliore conducibilità termica rispetto a quella che si ha con i soli via holes metallizzati: lo stagno infatti ha una migliore conducibilità termica rispetto all’aria. Tuttavia alla stazione di Medicina non sono disponibili i macchinari per realizzare dei via holes metallizzati. Nel PCB del prototipo quindi, al di sotto di ciascuno dei due Hela -10, ci sono 4 fori di 1.6 mm riempiti con dei fili di rame che hanno lo stesso diametro dei fori. Il rame ha infatti un’alta conducibilità termica [Ref.
3].
Terza interfaccia:
Il calore, una volta che ha attraversato lo spessore del PCB grazie ai via holes, deve confluire verso lo chassis passando attraverso un materiale ad alta conducibilità termica, ma isolante elettricamente.
Secondo la casa produttrice Minicircuits infatti, non è opportuno saldare direttamente il PCB allo chassis a causa del loro diverso comportame nto in termini di deformazioni dovute alle variazioni di temperatura. L’azienda consiglia così di utilizzare per tale scopo un materiale come il Thermagon, che presenta buone caratteristiche dal punto di vista della termo conducibilità. La sua presenza gar antisce inoltre un contatto omogeneo tra le due superfici (PCB e chassis), le cui imperfezioni potrebbero dare origine ad una grande percentuale di vuoti, diminuendo così il passaggio del calore ed aumentando perciò la
resistenza termica complessiva dell’interfaccia. In figura 3 si può notare la presenza del Thermagon sullo chassis.
Quart a interfaccia:
A questo punto il calore che si è diffuso attraverso lo chassis deve fluire nel dissipatore ad alette. Anche in questo caso è stato messo uno strato di The rmagon tra i due componenti per garantire maggiore aderenza tra i materiali e minore resistenza termica.
In figura 6 è rappresentato uno schema di tutte le interfacce termiche.
Figura 6: Vista laterale del montaggio del chip Hela -10 secondo il metodo consigliato dall’ azienda Minicircuits
Ipotesi:
Il prototipo dell’amplificatore, realizzato alla stazione di Medicina [Ref. 3], dove non sono disponibili, come si è detto, le attrezzature necessarie per eseguire il montaggio del dispositivo esattamente nel modo che viene indicato dalla casa produttrice Minicircuits, non presenta dunque caratteristiche ottimali dal punto di vista termico.
L’ipotesi fatta è che il guadagno del dispositivo, risentendo della mancanza di un adeguato appar ato di dissipazione del calore, possa risentire dell’eccessivo incremento della temperatura del circuito. Da qui ne deriverebbe appunto la disequalizzazione in banda: osservando infatti il grafico 1 del capitolo 2, si può notare come per temperature crescenti, il flatness peggiori.
Per verificare che la temperatura sia effettivamente il fattore (o uno dei fattori) che causa l’eccessiva variazione del guadagno, sono state fatte delle misure dei parametri S dell’amplificatore, sia con l’utilizzo di una ventola che ne dissipasse maggiormente il calore, sia in condizioni normali (senza ventola). Dal confronto tra i due tipi di misure si è in grado così di confermare o meno l’ipotesi fatta.
Misure:
E’ stato utilizzato il VNA (Vector Network Analyzer) modello HP 8722D per misurare i parametri S del dispositivo nelle diverse condizioni di dissipazione del calore.
Prima di cominciare la misura è stata fatta una calibrazione Full 2 Ports, e sono stati impostati i seguenti parametri:
START: 0.05GHz; STOP: 2.05GHz; TEST PORT POWER: -35dBm;
SWEEP TIME: 20s; NUMBER OF POINTS: 401.
Nei grafici riportati sono rappresentate le seguenti misure:
Grafico 1: Andamento dell’S21 in dB dell’amplificatore in tre diverse situazioni, senza ventola, con ventola per raffreddare il dissipatore ad alette (dietro), e con ventola per raffreddare direttamente il circuito (davanti).
Grafico 2: L’equazione Gain2 -Gain1 dove Gain1=S21(dB) senza ventola, e Gain2=S21(dB) con ventola sul circuito (condizione di migliore dissipazione del calore).
50 150 250 350 450 550 650 750 850 950 1050
Frequency (MHz)
Effetto della dissipazione del calore
21 21.25 21.5 21.75 22 22.25 22.5 22.75 23
DB(|S[2,1]|) *
Prototipo_VentolaDietro_Coil DB(|S[2,1]|) *
Prototipo_NoVentola_Coil DB(|S[2,1]|) *
Prototipo_VentolaDavanti_Coil
Grafico 1: Guadagno del prototipo nelle diverse condizioni di dissipazione del calore
100 200 300 400 500 600 700 800 900 Frequency (MHz)
DELTA_G
0.12 0.14 0.16 0.18 0.2 0.22 0.24 0.26
|Eqn| &
G1-G2
Grafico 2: L’equazione DELTA_G=(Gain2-Gain1)
Osservazioni:
Osservando questi andamenti si possono trarre delle conclusioni molto significative: come si può osservare nel grafico 2, la differenza tra le due tracce di guadagno si mantiene in un intorno di 0.14dB fino a 650MHz, poi cresce improvvisamente fino ad arrivare a 0.25dB nell’estremo superiore della banda di interesse. Questo significa che fino a 650MHz la variazione di temperatura ha provocato una semplice traslazione della traccia dell’S21 senza variarne però il flatness, ma che nella metà superiore della banda si registra un peggioramento del flatness, con conseguente aumento della disequalizzazione.
Conclusioni:
Osservando la tabella 1 e il grafico 3, si può concludere che la temperatura del circuito influenza i valori del flatness, ma che con una buona dissipazione del calore (ottenuta posizionando una ventola direttamente sul circuito) il guadagno del dispositivo ha un range di variazione di 0.97dB, dunque appena al di sotto del valore richiesto.
E’ necessario quindi investigare le altre cause che potrebbero dare luogo al peggioramento del flatness, per fare in modo che questo parametro rimang a al di sotto della specifica mantenendo un buon margine dal valore massimo consentito.
S21dB@100MHz S21dB@900MHz FLATNESS SENZA
VENTOLA
22,48 21,4 1,08
VENTOLA DAVANTI
22,61 21,64 0,97
VENTOLA DIETRO
22,59 21,61 0,98
Tabella 1: Riassunto dei valori del flatness nelle tre condizioni di dissipazione del calore
FLATNESS
VENTOLA DAVANTI
0,97
VENTOLA DIETRO
0,98
SPECIFICA 1 SENZA
VENTOLA 1,08
0,96 0,98 1 1,02 1,04 1,06 1,08 1,1
FLATNESS
Grafico 3: Riassunto dei valori del flatness
CAPITOLO 4
Le Reti di Bias
Descrizione di una rete di Bias:
Una rete di Bias (o Bias Tee) è un circuito costituito da due rami disposti in configurazione “T” (figura 1), costituiti da due blocchi fondamentali: l’RF choke e il DC block. Un Bias Tee è un circuito necessario tutte le volte che in un dispositivo attivo si condivide un pin sia per l’RF, sia per la DC; viene quindi progettato affinché sia possibile, allo stesso tempo, portare la corrente di alimentazione in ingresso al dispositivo stesso, e consentire al segnale RF in uscita da quest’ultimo di propagarsi risentendo della minima attenuazione possibile. Attraverso il ramo RF choke (costituito da una o più induttanze) fluisce la corrente continua, cui viene impedito di disperdersi nella pista RF dall’elemento DC block (una capacità).
Analogamente il ramo DC block è adibito al passaggio del segnale RF, che idealmente non dovrebbe disperdersi nel ramo della continua grazie alla presenza del choke (la sua funzione è proprio quella di impedire il passaggio della radiofrequenza).
RF IN
RF CHOKE DC
RF+DC
RF
DC BLOCK
RF OUT
Figura 1: Schema generico di una rete di Bias
Progettare una rete di Bias significa dunque selezionare gli opportuni componenti circuitali in modo da garantire una buona trasmissione del segnale e un ridotto spreco di potenza.
La scelta più delicata da prendere è indubbiamente quella dell’induttanza, che deve rispettare due specifiche molto stringenti: il choke deve presentare, alla minima frequenza di lavoro, una reattanza almeno dieci volte superiore all’impedenza caratteristica della pista RF, e una frequenza di autorisonanza maggiore dell’estremo superiore della banda di interesse.
? L = Zo , SRF = fmax
Ne deriva che tanto più è ampia la banda di lavoro, tanto più è difficile trovare un elemento adatto alle circostanze.
Il comportamento di un choke alla risonanza:
Un induttore ideale non ha frequenza di autorisonanza, e presenta una resistenza nulla. Accoppiamenti capacitivi che si formano tra spire, ed effetti resistivi tuttavia fanno sì che nella realtà si debbano tenere in considerazione i limiti del componente stesso. Nello schema 1 è rappresentato un circuito equivalente alle alte frequenze di un induttore: Rp rappresenta gli effetti resistivi, e Cd è la capacità parassita.
Alla frequenza di autorisonanza (SRF, Self Resonant Frequency), il choke entra in risonanza con la propria capacità parassita, e sussistono le seguenti condizioni [Ref. 9]:
• L’impedenza di ingresso del choke raggiunge il suo massimo valore.
• Gli effetti capacitivi e quelli induttivi si bilanciano perfettamente, (1/j? C = j? L) e la reattanza complessiva (ossia la parte immaginaria dell’impedenza) si annulla.
• Per frequenze inferiori alla SRF, il choke è un’induttanza (reattanza positiva), al di sopra di tale valore, il choke si comporta come una capacità (suscettanza positiva).
• L’angolo di fase dell’impedenza di ingresso è nullo, in quanto si verifica il passaggio tra i valori positivi (induttanza) e valori negativi (capacità).
• L’insertion Loss del due porte è massima, il che corrisponde al minimo del parametro S21 (dB) in funzione della frequenza.
• Il valore della SRF in Hz si trova con la formula [Ref. 2]:
LCd
f 2π 1
0 =
Schema 1: Circuito equivalente alla alte frequenze di un induttore
La rete di Bias del prototipo:
Il Bias Tee del prototipo [Ref. 2] è costituito da un’induttanza della ditta Coilcraft, e da una capacità della casa produttrice Murata. Le caratteristiche salienti di quest i elementi sono riportate nelle tabelle 1 e 2 [Ref. 10&11].
Part Number
Inductance (nH)
Qmin SRF
min (MHz)
DCR max (Ohms)
Irms (mA)
1206CS- 331X_L_
330@50MHz 45@150MHz 650 0,62 590
Tabella 1: Induttanza della ditta Coilcraft (serie 1206)
Part number Capacitance Cap Tolerance
SRF (MHz)
Rated Voltage
GRM39X7R103K50 0.01uF +/- 10% 55 50V
Tabella 2: Capacità della ditta Murata
Ipotesi:
La frequenza di autorisonanza dell’induttanza utilizzata nelle reti di Bias del prototipo è 650MHz, quindi all’ interno della banda di interesse. Sussiste dunque l’eventualità che le perdite che determinano l’eccessivo abbassarsi della traccia del guadagno derivino da questa risonanza. E’ lecito allora prendere in considerazione l’idea di variare la configurazione dei chokes delle reti di Bias dell’amplificatore per verificare che effettivamente l’andamento della traccia del guadagno sia influenzato da questi fattori. In seguito sono riportati i passaggi salienti dello studio che è stato fatto in precedenza sulle reti di Bias [Ref. 9], e gli approfondimenti che ne sono derivati in seguito.
Studio delle Reti di Bias:
Sono stati progettati e realizzati dei Bias Tees [Ref. 9] utilizzando delle induttanze prodotte dalle due aziende Coilcraft e Minicircuits, e ne sono state messe a confronto le prestazioni. Dai risultati ottenuti [Ref. 9] è risultato chiaro che solo due degli RF choke misurati fossero da prendere in considerazione ai fini di uno studio più approfondito del problema: quello già presente sul circuito prototipo (tabella 1), e un choke realizzato dall’azienda americana Minicircuits di cui in seguito si parlerà in dettaglio.
Approfondimenti sullo studio delle Reti di Bias:
Componenti:
Le caratteristiche delle induttanze che costituiscono i rami RF choke delle due reti di Bias prese in considerazione sono riportate nelle tabelle 1 e 3 [Ref. 10&11]. Il ramo DC block è sempre costituito dalla capacità della Murata le cui caratteristiche sono riportate in tabella 2.
Model No.
Freq.
(MHz)
Insertion Loss (dB)
VSWR (:1)
DC current
(mA)
INDUCTANCE (uH) ADCH-
80A
50- 8000
Typ: 0,3 Max: 1,0
Typ: 1,1 Max: 1,35
Max:
100
7@0mA 1,8@50mA 1,0@100mA
Tabella 3: ADCH-80A, Minicircuits
Dai layouts alla realizzazione dei circuiti stampati:
Per poter misurare le prestazioni di un Bias Tee con un analizzatore di rete, è necessario progettare un circuito stampato su cui saldare i componenti e i connettori necessari per poterlo collegare alle porte dello strumento stesso.
Il progetto dei layouts è stato realizzato mediante l’ausilio del programma CAD Microwave Office 2002 (MWO): figure 2 e 3.
La realizzazione dei circuiti è stata effettuata utilizzando una fresa per PCB (Printed Circuit Board), a disposizione nei laboratori della stazione radioastronomica di Medicina. Tale strume nto (LPKF Protomat C30S) è in grado di lavorare con i files di tipo “Gerber”
esport ati da Microwave Office che, per rappresentare un circuito complet o, genera tre files diversi: due files Gerber che rappresentano,
rispettivamente, i lati Top e Bottom del circuito, ed un file txt che rappresenta i drill holes (i fori). Grazie ad un particolare softwar e,
“Circuit Cam”, è possibile convertite le informazioni contenute in questi file in un file interpretabile dalla macchina che viene importato nel software di controllo della fresa (Board Master 3.0), e si può cominciare la lavorazione.
La fase finale consiste nel montaggio dei componenti e dei connettori.
Figura 2: Rete di Bias con ADCH-80A
Figura 3: Rete di Bias con choke Coilcraft da 330nH
Descrizione del Bias Tee con ADCH-80A:
La figura 2 riporta il layout del circuito in configurazione Bias Tee con il choke ADCH-80A. E’ stato rappresentato anche l’ingombro dei connettori (in giallo) che devono consentire l’inscatolamento del circuito: il bo x metallico ha dimensioni 33.7x35.3mm, di conseguenza le misure della basetta sono 33.2x34.8mm [Ref. 9]. Le dimensioni del choke e relativo footprint sono riportati in figura 4 [Ref. 10], mentre la figura 5 è il layout del componente: il rettangolo in verde è il corpo (package) dell’induttore, e i rettangoli in marrone scuro sono i piedini (leads), dove va appoggiato e poi saldato il componente. I rettangoli in marrone chiaro sono di rame e coincidono con il footprint . In figura 6 si può osservare il disegno della capacità della Murata le cui dimensioni complessive sono di 1.6x0.8mm, con dimensione dei leads
di 0.4x0.8mm (formato 0603) [Ref. 9]. In figura 2 si vede come siano state inserite nel circuito due capacità della Murata: una ha infatti il ruolo di DC block nella pista adibita al passaggio del segnale RF, l’altra è posizionata tra la pista della continua e massa (collegata al piano di massa mediante un drill hole), a monte dell’ingresso per l’alimentazione del choke, per consentire di scaricare verso massa eventuali residui di radio frequenza che si disperdono nel ramo del choke. L’altro foro posizionato sulla pista della continua a monte del choke è un feed-through che serve per portare la corrente nel circuito.
La figura 7 è una foto del Bias Tee ult imato, ossia messo all’interno della scatola e collegato a connettori SMA.
Figura 4: Footprint e misure del case dell’ADCH-80A
Figura 5: Layout del choke ADCH-80A
Figura 6: Layout della capacità della Murata
Figura 7: Foto del Bias Tee con ADCH-80A
Descrizione del Bias Tee con il choke Coilcraft:
In figura 3 è rappresentato il Bias Tee realizzato con il choke della ditta Coilcraft. Anche in questo è stato messo in evidenza l’ingombro dei connettori (in giallo), ed è opportuno constatare che, come nel caso precedente, ci sono le due capacità della Murata che svolgono due ruoli differenti: una è il DC block, l’altra serve a scaricare a massa i residui di radiofrequenza che si insinuano nel ramo RF choke.
In figura 8 sono riportat i le dimensioni del componente e relativo footprint [Ref. 10], e in figura 9 è raffigurato il disegno del componente. Osservando il layout di figura 3, ci si accorge che in realtà il fixture è stato progettato in modo tale da ospitare fino a quattro induttanze della serie 1206 della Coilcraft: il motivo è che lo stesso circuito è servito a misurare il Bias Tee con diverse configurazioni di chokes messi in serie [Ref. 9]. Le misure fatte tuttavia hanno portato a concludere che, in ambito Coilcraft, la soluzione con l’unica induttanza da 330 nH fosse la migliore [Ref. 9].
Figura 8: Dimensioni e footprint del choke Coilcraft serie 1206
Figura 9: Layout del choke Coilcraft (serie 1206)
Nuova caratterizzazione del choke ADCH-80A:
Considerando la tabella 3, è immediato constatare che le specifiche riportate sul choke della Minicircuits non sono sufficientemente esaurienti per la progettazione delle reti di Bias dello stadio amplificatore in esame. Il parametro DC current MAX risulta essere 100mA, questo significa che i dati che sono riportati in tabella 3 sono valori che descrivono il componente al variare della corrente fino a 100mA, e non oltre (il circuito test è riportato in figura 10). Tuttavia la rete di Bias del prototipo è attraversata, nel caso peggiore, da 170mA (schema 2): il circuito complessivo infatti assorbe circa 670mA, e supponendo che la corrente si ripartisca equamente tra i due stadi (cosa che in realtà non accade perché l’assorbimento di corrente del primo stadio è minore rispetto al secondo per la presenza della resistenza di shunt tra il pin #7 dell’integrato e massa [Ref. 2]), possiamo immaginare che in ciascuna rete di Bias fluiscano al massimo 170mA (la corrente di alimentazione in realtà non passa solo attraverso i chokes: i pin di ingresso della continua infatti sono quattro per ogni integrato (capitolo 2, figura2); si considera tuttavia il caso in cui la continua attraversi solo il choke ai fini della caratterizzazione dell’ADCH-80A). E’ necessario quindi testare nuovamente il comp onente tenendo presente il nuovo valore di DC current MAX, e ottenere dei parametri che tengano in considerazione questo nuovo valore per verificarne il corretto funzionamento sul
circuito prototipo. L’azienda Minicircuits ci garantisce che il livello massimo di corrente che può attraversare l’induttanza senza che il componente subisca dei danni è di 250mA [Ref. 12], dunque ben al di sopra delle nostre esigenze.
Figura 10: Circuito Test per l’ADCH-80A
Schema 2: Corrente di alimentazione HELA
1°
STADIO
HELA 2°
STADIO
670mA
335mA 335mA
170 mA
170 mA
170mA 170mA
Per la valutazione dei parametri Insertion Loss e VSWR sono stati misurati i parametri S del Bias Tee con il choke della Minicircuits (in coerenza con il circuito test utilizzato dalla casa produttrice) alimentando il componente con diversi valori di corrente: a partire da 0mA fino a 180mA con step di 20mA. Questa misura è stata fatta con il VNA 8722D, sfruttandone il Bias Tee interno, con calibrazione Full 2Ports avendo impostato i seguenti parametri:
START: 0.05GHz; STOP: 2.05GHz; TEST PORT POWER: -30dBm;
SWEEP TIME: 20s; NUMBER OF POINTS: 401.
La misura è stata poi deembeddata [Ref. 9] come indicato in figura 10:
sono stati tolti gli effetti delle transizioni coassiale microstriscia con box metallico [Ref. 13], delle piste, e del DC blo ck. Di questo di parlerà più approfonditamente nel prossimo paragrafo.
Per quanto riguarda il valore dell’induttanza che la casa produttrice Minicircuits riporta per tre diversi valori di corrente, si è utilizzato un fixture a una porta (figura 11) creat o appositamente per questo scopo [Ref. 9], e si è utilizzato il VNA 8751A che consente di effettuare misure in bassa frequenza (ha infatti una banda che va da 5Hz a 500MHz), in modo da ricavare poi i valori di induttanza del choke al variare della corrente. La banda in cui è stata effettuata la misura è 10KHz-500MHz, (si considererà il valore di induttanza che il choke assume ad una frequenza di 50MHz, che è l’estremo inferiore della banda per cui si fornisce una nuova caratterizzazione del componente), e la corrente è stata fatta variare da 0mA a 180mA con passi di 20mA.
Il file s1p è stato poi deembeddato, negando alla rete l’effetto della presenza dal coassiale, del tratto di pista, e dell’open in parallelo al reference plane della misura (figura 12).
Figura 11: Fixture a una porta per ADCH-80A
COAXP2
F=
A=
K=
L=
Do=
Di=
ID=
400 MHz 0.185 2.1 7.49 mm 4.07 mm 1.24 mm CX1
CPW_SUB
Name=
Gnd=
Tand=
Rho=
T=
H=
Er=
FR1 0 0.02 0.697 0.0175 mm 1.5 mm 4.53
CPWLINE
L=
S=
W=
ID=
10 mm 0.3 mm 2.7 mm CP1
CPWEG
G=
S=
W=
ID=
1.14 mm 0.3 mm 2.7 mm X1 PORT
Z=
P=
50 Ohm 1
PORT Z=
P=
50 Ohm 2
Figura 12: Rete per il deembedding del circuito in coplanare ad una porta
Si completerà dunque la tabella 3, fornita dalla Minicircuits, aggiungendo i parametri relativi al componente attraversato da 180mA di corrente.
Nei grafici 1 e 2 sono riportati gli andamenti dell’Insertion Loss e del VSWR del circuito di figura 10 a 0mA e 180mA, nella banda 50- 1050MHz, e nel grafico 3 è riportato l’andamento del valore dell’induttanza in funzione della frequenza del fixture ad una porta, nella banda 50-500MHz, mentre il DUT è attraversato da 0mA e da 180mA di corrente. (tutte le misure sono state deembeddate). In tabella 4 è riportato un riassunto delle prestazioni.
50 150 250 350 450 550 650 750 850 950 1050
Frequency (MHz)
INSERTION LOSS
0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6
750 MHz 0.2839 50 MHz
0.4311
820 MHz 0.2733 50 MHz
0.554
|Eqn| * 0mA
|Eqn| * 180mA
Grafico 1: Insertion Loss
50 150 250 350 450 550 650 750 850 950 1050 Frequency (MHz)
VSWR
1 1.05 1.1 1.15 1.2 1.25 1.3
1000 MHz 1.0264
50 MHz 1.145
950 MHz 1.0119 50 MHz
1.275
|Eqn| * 0mA
|Eqn|
180mA
Grafico 2: VSWR
50 100 150 200 250 300 350 400 450 500
Frequency (MHz)
Induttanza
0 100 200 300 400 500 600 700 800
50 MHz 759.3 nH
50 MHz 463.7 nH
L_SRL[1] * (nH)
Misura deembeddata_180mA L_SRL[2] (nH)
Misura deembeddata_0mA
Grafico 3: Valori di induttanza
Modello Banda (MHz)
Insertion Loss (dB)
Induttanza (uH)
VSWR DC
current (mA) ADCH-
80A
50-1050 min: 0,27 max: 0,55
0.76@0mA 0.46@180mA
min: 1,01 max: 1,28
max: 180
Tabella 4: Riassunto prestazioni choke ADCH-80A per una corrente continua di 180mA
Deembedding:
Con l’analizzatore di rete 8722D sono stati misurati i parametri S dei due Bias Tees: è stata fatta una calibrazione Full 2Ports, e i parametri impostati sono i seguenti:
START: 0.05GHz; STOP: 2.05GHz; TEST PORT POWER: -30dBm;
SWEEP TIME: 20s; NUMBER OF POINTS: 401.
I parametri S del circuito con l’ADCH-80A, sono stati deembeddati [Ref. 9], in modo da sottrarre alle misure l’effetto della transizione coassiale micro-striscia con box metallico, che contribuisce ad aumentare l’insertion loss del circuito, rendendo inesatto il dato per le nostre particolari esigenze. L’effetto della capacità non è stato rimosso con il deembedding in quanto ci interessa osservare il comportamento della rete di Bias completa di ogni suo elemento. Il modello della transizione è riportato nella figura 13 [Ref. 13], e vale per una banda che va da 50 a 1050MHz, mentre nelle figure 14 e 15 si possono osservare gli schematici che rappresentano la specifica transizione relativa al circuito in esame: questi ultimi presentano infatti anche i tratti di pista che fanno sì che, sottraendo alla misura
l’effetto della transizione più la pista, il reference plane trasli fino alla sezione del circuito desiderata. In figura 16 è rappresentato lo schematico con il blocco che rappresenta il file dei parametri S con le due reti negate in ingresso e in uscita (figure 14 e 15 rispettivamente per le porte 1 e 2 del circuito). Nel grafico 4 si può osservare l’effetto del deembedding, in particolare come migliora il parametro S21 una volta che sono stati sottratti gli effetti indesiderati delle transizioni.
Nel caso del Bias Tee con la singola induttanza della Coilcraft, le misure sono state deembeddate sottraendo l’effetto del coassiale e della micro-st riscia a monte dei reference planes, ma non della transizione, in quanto il simulatore (Microwave Office) non dava risultati soddisfacenti nel momento in cui si inserivano nelle reti da negare in ingresso e in uscita i modelli delle transizioni relativi al circuito in esame. Nel grafico 5 si possono osservare gli effetti di questo tipo di deembedding.
COAXP2
F=
A=
K=
L=
Do=
Di=
ID=
400 GHz 0.161 2.1 7.49 mm 4.07 mm 1.24 mm CX1
IND L=
ID=
0.243 nH
L1 IND
L=
ID=
0.015 nH L2
MSUB
Name=
ErNom=
Tand=
Rho=
T=
H=
Er=
SUB1 3.3 0.02 0.7 0.0175 mm 1.575 mm 4.5
TLINP
F0=
Loss=
Eeff=
L=
Z0=
ID=
400 GHz 1.27 3.443 5 mm 47.8 Ohm TL1
PORT Z=
P=
50 Ohm 2 PORT
Z=
P=
50 Ohm 1
Figura 13: Modello della transizione Coassiale microstriscia con box metallico relativo alla banda 50-1050MHz
