Gli oscillatori a RF

Capitolo 1

Gli oscillatori a RF

Gli oscillatori sono circuiti reazionati instabili nell’intorno del punto di polarizzazione e convertono la potenza fornita dall’alimentazione DC (in continua) in potenza alternata associata al segnale periodico in uscita.

Per descrivere il principio di funzionamento della maggior parte degli oscillatori ci possiamo riferire al modello reazionato equivalente lineare per piccoli segnali in cui ben si evidenziano i due elementi essenziali dell’oscillatore :

¾ La rete di azione / amplificazione (forward);

¾ La rete di reazione (feedback).

Il sistema reazionato lineare viene studiato nel dominio della frequenza tramite la risposta in frequenza della fase (ph) , la risposta in frequenza del modulo ( | · | ) e il guadagno ad anello aperto ( T(s)=A(s)β(s) ) . Il modello è rappresentato in figura 1.1 :

Fig. 1.1 – Modello reazionato di un oscillatore.

A(s)

β(s)

out in

Il criterio di Barkausen stabilisce la condizione necessaria per cui si innescano le oscillazioni in un circuito reazionato instabile e permangano a regime alla frequenza ωz :

le condizioni di innesco prevedono:

¾ Ph (βA(ωz)) = 0 ;

¾ | βA(ωz ) | > 1 .

Le condizioni di regime invece prevedono:

¾ Ph (βA(ωz )) = 0 ;

¾ | βA(ωz ) | = 1 .

Poiché l’oscillatore è un circuito autonomo, il transitorio dell’alimentazione all’accensione o le sorgenti di rumore elettronico nel circuito possono fornire l’eccitazione che fa innescare l’oscillazione. Il circuito reazionato deve essere instabile per ottenere un segnale periodico auto-sostenuto a regime, cioè con il guadagno d’anello che presenta una coppia di poli a parte reale positiva . In tal caso l’ampiezza del segnale sinusoidale alla frequenza della fondamentale a regime cresce con inviluppo esponenziale, fintanto che non siano soddisfatte le condizioni di regime per mezzo dei seguenti meccanismi di stabilizzazione dell’ampiezza:

¾ Il controllo automatico dell’ampiezza , che può essere realizzato per mezzo di dispositivi inseriti nella rete reazionata . Tali dispositivi ,controllati in tensione o corrente, operano riducendo il βA quando l’oscillazione si è innescata , facendo così in modo che l’oscillatore non lavori in condizioni di forte non linearità .Si può anche controllare il guadagno della catena di amplificazione variando in modo opportuno la polarizzazione degli elementi attivi tramite l’ampiezza del segnale in uscita (fig.1.2 ).

Figura 1.2 : Esempio di controllo di ampiezza per mezzo di un circuito esterno .

¾ Il comportamento non lineare rettificante ed i limiti di funzionamento dei componenti attivi che costituiscono la catena di amplificazione del circuito reazionato, che danno luogo alla saturazione del βA e ad un effetto di auto- polarizzazione che sposta il punto di lavoro.

Il primo dei due metodi non è indicato per gli oscillatori a radio frequenza in quanto nella maggior parte delle applicazioni la forma d’onda migliore è l’onda quadra (caratterizzata da fronti ripidi e da un duty cicle del 50% ) mentre tale meccanismo impone oscillazioni quasi-sinusoidali ; inoltre contribuisce notevolmente ad aggiungere rumore al segnale.

Si farà quindi riferimento solo ad oscillatori auto-limitanti con meccanismi non lineari. Tali processi, che provocano un offset nella polarizzazione portando il punto di lavoro in una regione a guadagno minore, sono rumorosi, ricchi di armoniche e modificano la frequenza dell’oscillazione di regime rispetto alla frequenza soluzione della condizione di innesco calcolata nel circuito equivalente per i piccoli segnali. Il funzionamento in classe C dei transistor ha comunque il pregio di un elevato guadagno di conversione della potenza.

Negli oscillatori a radio frequenza il segnale distorto dal funzionamento non lineare degli elementi attivi viene filtrato dal comportamento fortemente selettivo attorno alla frequenza di lavoro di una rete, detta risonatore, inserita nell’anello di reazione.

Infatti, sfruttando la selettività dei circuiti risonanti LC o gli sfasamenti introdotti

dalle reti RC, il circuito può essere progettato in modo che la condizione di mantenimento dell’oscillazione (condizione di innesco del criterio di Barkausen ) nell’anello di reazione sia verificata ad una sola frequenza.

A partire dal generico modello comportamentale introdotto, sono state sviluppate numerose soluzioni circuitali. Per le applicazioni nel campo delle comunicazioni digitali seriali ad altissima velocità (>1GHz), le soluzioni circuitali tipicamente adottate possono essere raggruppate in tre famiglie:

¾ oscillatori ad anello

¾ oscillatori a rilassamento

¾ oscillatori armonici.

Bisogna prestare attenzione ad un fattore importante: a tali frequenze,infatti, le tecniche convenzionali di progettazione a bassa frequenza, che tendono a semplificare i fenomeni in gioco con grosse approssimazioni, non sono adottabili per la notevole influenza degli elementi parassiti. Questi fanno aumentare l’ordine del sistema modificando gli sfasamenti dei segnali e, quindi, risulterebbe una sensibile differenza tra la frequenza fondamentale dell’oscillazione prevista e quella effettivamente prodotta dal dispositivo implementato.

Il criterio di Barkausen per l’oscillazione auto-sostenuta da parte di un circuito reazionato può essere verificato sia in presenza di un risonatore nell’anello di reazione sia in sua assenza. Gli oscillatori senza risonatore in passato sono stati implementati per ovviare alle difficoltà di ricavare on-chip, con processi Si a basso costo, gruppi risonanti LC con Q sufficientemente elevato ,a causa della conducibilità del substrato abbastanza elevata e metallizzazioni in alluminio con elevate perdite ohmiche.

Le topologie più diffuse sono:

¾ gli oscillatori ad anello (ring oscillators )

¾ gli oscillatori a rilassamento (relaxation oscillators ) .

1.1 Gli oscillatori ad anello

Gli oscillatori ad anello sono costituiti da M stadi di amplificazione in cascata che danno luogo ad uno sfasamento totale ac di 180° alla frequenza di oscillazione, posti in reazione negativa DC in modo da ottenere uno sfasamento complessivo nullo del segnale attraverso l’anello. Perciò, se gli stadi sono in numero pari forniscono alle proprie uscite segnali in quadratura. Nel caso di blocchi digitali invertenti, nell’anello devono essere incluse un numero dispari di inversioni. Il circuito oscilla con un periodo T0=2MTd, dove Td è il ritardo di ogni stadio con il fan out unitario.

La frequenza di oscillazione è legata al tipo di tecnologia con cui si implementa il circuito. Inoltre, sia dal punto di vista della massima frequenza dell’oscillazione, sia da quello della potenza dissipata e sia per quanto riguarda il rumore di fase, è auspicabile lavorare con un ridotto numero di stadi. Dimezzando il numero di stadi, ad esempio, si può potenzialmente raddoppiare la frequenza di funzionamento, in quanto il ritardo complessivo lungo l’anello è la metà, e dimezzare la potenza dissipata. Si può a grandi linee affermare che la potenza dissipata diminuisce con il quadrato del numero di stadi dell’anello .

Per queste considerazioni sarebbe meglio realizzare oscillatori a singolo stadio , ma risulterebbe più problematico ottenere con esso uno sfasamento sufficiente. La condizione di regime è, infatti, verificata con sfasamento complessivo nullo lungo l’anello ed è sempre più difficile da ottenere man mano che il numero degli stadi è ridotto. La problematica dello sfasamento, infatti, deve essere considerata in associazione all’altra condizione necessaria per il regime dell’oscillazione relativa al guadagno d’anello aperto unitario. Questo, infatti, degradandosi pesantemente alle alte frequenze limita tipicamente la frequenza max di funzionamento dell’oscillatore.

Al diminuire del numero di stadi è fondamentale progettare un circuito con guadagno d’anello aperto sempre più elevato alle basse frequenze.

Incrementando il ritardo introdotto nell’anello di reazione, il circuito inizia ad oscillare operando in maniera lineare, quando la condizione sulla fase risulta essere verificata con il guadagno circa unitario. L’ulteriore incremento del ritardo porta l’oscillatore a commutare tra 2 stati astabili .

L’assenza del gruppo risonante rende la realizzazione integrata estremamente compatta. L’anello è caratterizzato da Q≈1.

La larghezza della banda passante rende questo tipo di circuito estremamente rapido nella risposta ai segnali di pilotaggio ed inoltre dà tipicamente luogo ad un segnale periodico di regime ricco di armoniche (rettangolare).

Figura 1.1.1 : Tipico schema di oscillatore ad anello.

D’altra parte tali oscillatori sono scarsamente utilizzati nei sistemi di comunicazione wireless a causa delle caratteristiche di rumorosità e di stabilità di frequenza più scarse rispetto agli oscillatori armonici (come vedremo in seguito ).

1.2 Gli oscillatori a rilassamento

L’oscillatore a rilassamento è costituito da un multivibratore cioè un amplificatore reazionato positivamente con una caratteristica ingresso/uscita, ad anello aperto, con isteresi. In questo modo il circuito reazionato, ottenuto unendo in reazione direttamente le uscite con gli ingressi, può oscillare anche se lo sfasamento per i piccoli segnali non sembra essere sufficiente.

Una delle topologie tipiche di questi oscillatori è realizzata con un multivibratore in configurazione source-coupled e con un condensatore di temporizzazione ( timing capacitor) flottante ( fig.1.2.1).

Fig.1.2.1: Oscillatore a rilassamento CMOS

Anche questo tipo di oscillatore ha prestazioni di rumore di fase molto peggiori degli oscillatori armonici. La frequenza del segnale ha il massimo in funzione del minimo valore della capacità di temporizzazione implementabile con la tecnologia in uso ed è molto influenzata dalla dispersione delle caratteristiche dei transistor che pilotano la capacità. All’aumentare della frequenza di funzionamento diminuiscono il guadagno d’anello e l’ampiezza dell’oscillazione, fino ad avere una bassa probabilità di innesco. Il segnale periodico prodotto è di tipo rettangolare poiché il circuito commuta tra due stati di equilibrio astabile .

1.3 Gli oscillatori armonici

L'oscillatore armonico , o accordato, riesce a produrre segnali quasi-sinusoidali, caratterizzati da un buon rumore di fase e da una purezza spettrale elevata. Le implementazioni monolitiche fanno tipicamente uso di reti di reazione costituite da circuiti risonanti LC (resonator tank), per "determinare" la frequenza dell'oscillazione ed ottenere una elevata purezza spettrale del segnale periodico.

Tali oscillatori sono anche detti "lineari", sebbene l'ampiezza dell'oscillazione sia tipicamente limitata dal funzionamento non lineare degli elementi attivi, per enfatizzare sia l'intrinseca linearità per i piccoli segnali dell'amplificatore che, con un opportuno guadagno, rende instabile il sistema reazionato (reazione positiva) e quindi consente l'innesco dell'oscillazione, sia il basso contenuto di armoniche del segnale di uscita.

Il principio di funzionamento dal punto di vista della reazione è dato da un modello generalizzato per piccoli segnali , che prende il nome di ' oscillatore a 3 punti ' (fig.

1.2.1).

Q

Y1

Y2

Y3

V1

V3

V4

V2

Figura 1.3.1 : Schema di oscillatore a 3 punti

La condizione di innesco e la frequenza di regime dell’oscillazione vengono valutate nel circuito equivalente per i piccoli segnali , con l’ipotesi che l’amplificatore sia costituito da un solo elemento attivo a tre terminali ( transistor Q ).

Con il medesimo approccio si possono quindi progettare sia oscillatori a transistor bipolari nelle configurazioni ad emettitore comune, base comune e collettore comune, sia oscillatori a transistor MOS nelle corrispondenti configurazioni di amplificazione. Il transistor viene tipicamente approssimato con un generatore di corrente pilotato in tensione e le impedenze viste alle porte d’ingresso ed uscita . Il contributo di fase della rete di reazione, necessario per il meccanismo di auto- sostenimento dell’oscillazione, dipende dallo sfasamento che subiscono i segnali attraverso l’amplificatore.

In letteratura è ampiamente dimostrato il Teorema dei tre punti su cui di fatto si basano le topologie circuitali degli oscillatori a RF più comuni (Colpitts, Hartley, Pierce ). Di seguito ne daremo una riepilogativa dimostrazione.

Lavorando con i parametri Y e facendo riferimento al modello per piccoli segnali del transistor ( nel caso specifico un BJT ) , l’espressione del βA è data dalla seguente relazione:

Dal momento che è importante che le caratteristiche dell’oscillatore non dipendano dal transistore ma possibilmente solo da componenti esterni, supponiamo che y0t , yit ,yr siano trascurabili . Affinchè il βA > 1 , si può applicare una reazione esterna, come illustrato in figura 1.2.2 :

Figura 1.3.2 : Modello a parametri Y di un transistore.

Se ys e yp sono reattive , allora il βA avrà la seguente forma :

dove gL è il carico.Le condizioni di Barkhausen a regime diventano allora :

Separando parte immaginaria e parte reale si ottiene:

e sostituendo per gm la prima equazione nella seconda si ha ²

Siamo giunti ad un risultato importante che esprime una relazione valida per qualsiasi frequenza, cioè “ La somma delle reattanze bp , bs , bL deve essere nulla.”

Per verificare questa condizione ci sono solo due possibilità , rappresentate nella figura 1.3.3:

Fig. 1.3.3: Configurazioni di oscillatori armonici

I principi della progettazione dei moderni oscillatori armonici trovano comunemente i fondamenti nel modello generalizzato “a resistenza negativa” o “ad una porta”: il circuito reazionato viene suddiviso in un circuito attivo ad una porta (active circuit) ed una rete passiva, che determina la frequenza di oscillazione (frequency determining circuit).

Active

Circuit Frequency - Determining

Circuit

Za (A0,s) Zf (s)

Fig. 1.3.4 Modello di oscillatore armonico “a resistenza negativa”

I due circuiti vengono caratterizzati con le impedenze viste attraverso le loro porte se i due dispositivi sono attraversati, a regime, da una corrente quasi-sinusoidale oppure, dualmente, in termini di ammettenze se è la tensione ai capi delle porte ad essere sinusoidale.

a a a

Z =R + jX

f f f

Z =R + jX

Il circuito attivo è costituito da un amplificatore reazionato, con componenti passivi di tipo LC, che pilota il carico dell’oscillatore ed ha la funzione di generare Re{Za(jω)}<0, per un ampio range di frequenze attorno al punto di funzionamento dell’amplificatore (banda a resistenza negativa) sulla porta connessa alla rete con impedenza Zf. In tale modo si vuole creare un risonatore privo di perdite in quanto, a regime, le perdite di energia dovute alla dissipazione intrinseca sono colmate dal circuito attivo ad ogni ciclo del segnale periodico, consentendo il mantenimento dell’oscillazione.

Il valore di Re{Za} é funzione dell’ampiezza dell’oscillazione quasi-sinusoidale di regime (tensione o corrente) in ingresso al circuito attivo, indicata in fig. 1.2.4 con il parametro A0. Il circuito che impone la frequenza di oscillazione è, invece, tipicamente un circuito reattivo lineare tempo-invariante ed indipendente dall’ampiezza del segnale.

Le condizioni necessarie di innesco, ampiamente utilizzate come indicatori dell’instabilità del circuito reazionato, sono

0 0

0 0

( ) ( ) 0

( ) ( ) 0

a f

a f

R R

X X

ω ω

ω ω

+ <

 + =



valutate nel circuito equivalente per i piccoli segnali, che diventano condizioni necessarie e sufficienti solo se il circuito attivo è potenzialmente instabile, cioè il

“fattore di Stern”, parametro di valutazione dell’incondizionata stabilità tipicamente indicato in letteratura con k , è <1 alla frequenza di lavoro, fissata la parte reale del carico.

La frequenza di oscillazione è quella alla quale la reattanza totale si annulla.

Queste relazioni permettono di progettare l’oscillatore con un innesco affidabile ed una previsione della frequenza di oscillazione abbastanza realistica. Il comportamento a regime invece, legato alle non-linearitá, si ricava dall’analisi non lineare del circuito equivalente per i grandi segnali. In tal modo si ricavano sia la frequenza di regime sia l’ampiezza dell’oscillazione, cioè il livello di potenza del segnale prodotto.

La maggior parte degli oscillatori a resistenza negativa (generata da una rete di reazione positiva LC tale da garantire l’instabilità che fa innescare l’oscillazione nel carico che determina la frequenza ) è costituito da un solo elemento attivo in modo da minimizzare il rumore, dato che tali componenti sono la fonte primaria del rumore associato al segnale periodico.

1.4 Gli oscillatori controllati in tensione: i VCO

Gli oscillatori sono sistemi autonomi che generano un segnale di riferimento ad una particolare frequenza. I VCO (Voltage-Controlled Oscillator) sono oscillatori non completamente autonomi. Sono infatti sistemi a 2 porte che producono in uscita un segnale periodico che ha frequenza variabile in funzione di una tensione di controllo, lentamente variabile, applicata all’ingresso.

Il controllo può essere realizzato sia attraverso un elemento, costituente una reattanza controllabile, inserito nella rete risonante che determina la frequenza di oscillazione di un oscillatore armonico oppure che va a modificare il ritardo introdotto da ciascuno stadio di un oscillatore ad anello, sia agendo sulle condizioni di polarizzazione (bias) degli elementi attivi, modificandone le prestazioni e le impedenze viste alle porte.

Il primo caso è tipico dei VCO di tipo LC (armonici). Spesso il segnale di controllo avviene sul varactor , caratterizzato da una componente capacitiva controllabile in tensione.

Il controllo dei VCO realizzati con oscillatori ad anello avviene, invece, tipicamente attraverso un convertitore tensione corrente V/I, che trasforma la tensione di controllo in un offset sulla corrente di polarizzazione degli stadi amplificatori.*

Un VCO ideale è definito come un circuito che genera un segnale periodico la cui frequenza è una funzione lineare della tensione di controllo VCONT:

ω_OUT =ω_FR+K_{VCO CONT}V

dove ωFR è definita come frequenza d’oscillazione libera (free-running), espressa in [rad/s], e KVCO come guadagno o sensibilità (sensitivity) del VCO, espresso in [rad s/ ]

V . L’uso del parametro ωFR indica che, nel range di variazione di VCONT, ωOUT non può annullarsi, cioè VCONT dà luogo ad uno scostamento attorno ad una frequenza centrale.

1.4.1 Parametri di merito dei VCO

I VCO sono considerati gli elementi più critici per le performance dei transceiver integrati monolitici. Problematiche come il rumore di fase, il tuning range (ampiezza dell’intervallo di controllabilità della frequenza del segnale generato dal VCO), la dissipazione di potenza e la sensibilità ai disturbi accoppiati attraverso il substrato e l’alimentazione hanno motivato l’impiego di grandi risorse nella ricerca sulla progettazione dei VCO.

Il VCO ideale produce in uscita un segnale perfettamente sinusoidale (riga spettrale), la cui frequenza è controllabile su una certa banda. L’ampiezza, la frequenza, e la fase dell’oscillazione non cambieranno con le variazioni del carico d’uscita, l’alimentazione (bias) e la temperatura.

Il segnale prodotto da un VCO reale invece è caratterizzato da una frequenza fondamentale f0, dalle bande laterali attorno ad essa dovute sia al rumore AM, sia al rumore di fase, dalle armoniche (contributi a frequenze multiple intere di f0) e dalle spurie (contributi spettrali di potenza non armonicamente legati alla fondamentale).

Tutti questi contributi sono dovuti sia alle sorgenti di rumore elettronico nel circuito, sia a disturbi aleatori dovuti ad accoppiamenti con altri circuiti attraverso il substrato e l’alimentazione, sia alla non linearità del funzionamento degli elementi attivi, che agiscono sul segnale determinandone l’ampiezza e la distorsione rispetto alla sinusoide ideale. Inoltre il segnale dipende fortemente dal carico che il circuito deve pilotare in uscita, dall’alimentazione e dalla temperatura.

Va sottolineato che per molte applicazioni il segnale più utile che il VCO deve fornire è l’onda quadra, ma le limitazioni della banda, specialmente in presenza di un risonatore, danno luogo a segnali quasi-sinusoidali, contenenti alcune armoniche significative.

Sono definiti di seguito i più comuni parametri di merito utilizzati in letteratura per caratterizzare e confrontare le performance dei VCO.

• Rumore di fase

Un segnale nominalmente sinusoidale a frequenza ϖ0 può essere scritto come:

V t( )= ⋅A sin[2π f t₀ +φ( )]t

Se φ(t) è uno sfasamento costante il segnale ha uno spettrocostituito da una sola riga (nel dominio delle frequenze reali). D’altro canto se φ(t) è un processo random, la variazione sulla fase totale si traduce in rumore di fase in V(t), cioè lo spettro presenta della potenza distribuita in bande laterali attorno alla frequenza centrale.

Caratterizzeremo meglio tale parametro nel capitolo successivo.

Gli standard che si sono affermati in letteratura, come termini di paragone tra le prestazione dei differenti dispositivi, sono Λ(100KHz) per f0≤10GHz e Λ(1MHz) per f0>10GHz.

• Tuning range

Il range di sintonizzazione è l’intervallo complessivo di variazione di frequenza pilotabile con il segnale di controllo lentamente variabile, cioè ogni punto è valutato in condizioni quasi-statiche. E’ espresso in percentuale rispetto alla frequenza nominale di operazione, che deve essere compresa nell’intervallo di sintonia.

• Selettività

Esistono 3 definizioni del Q di un oscillatore [3].

Q, detto coefficiente di bontà, dà una misura della selettività della risposta in frequenza di un bipolo risonante ed è definito, in regime periodico, come 2π volte il

rapporto fra l’energia immagazzinata nel risonatore e scambiata tra gli elementi reattivi e l’energia dissipata nel periodo.

In un circuito risonante LC tale relazione può essere scritta come in fig. 1.4.1 (1) e (3) dove con |H(jω)| e φ sono indicati il modulo e la fase dell’impedenza misurata ai terminali, con

ω d

dΦ valutato alla frequenza di risonanza.

Fig.1.4.1 – Espressioni comuni di Q

Per un circuito oscillatore LC e per gli oscillatori ad anello a carico resitivo e LC, si può definire, in analogia con la relazione (3) di fig. 1.4.1 [3]

dove H(jω)= A(ω)e^jΦ(ω) è la Funzione di Trasferimento (FdT) ad anello aperto del circuito reazionato, caratterizzata da A(ω)≈1, abbastanza costante nell’intorno della frequenza di regime, a regime. Tale relazione è una misura di quanto il sistema ad anello chiuso si oppone alle variazioni della frequenza di oscillazione. Infatti, poiché per un’oscillazione di regime lo sfasamento totale del segnale attraverso l’anello deve essere nullo, se ad una leggera deviazione della frequenza corrisponde una grande variazione dello sfasamento, non ci sono più le condizioni per il regime ed il sistema forzerà la frequenza a rimanere stabile alla frequenza fissata dal controllo della sintonia.

Una più generale definizione di Q è data dalla (2) di fig. 1.4.1 che indica il rapporto fra l’energia media immagazzinata e l’energia ceduta al carico per ciclo.

In un oscillatore armonico, all’aumentare del Q del risonatore passivo LC diminuisce la potenza dissipata in quanto si può ottenere la stessa potenza del segnale con minore escursione (swing) della corrente che scorre nell’induttanza (che ha una resistenza equivalente parallela proporzionale a Q).

• Pulling e Pushing

Il frequency pulling, è la misura della massima variazione della frequenza in seguito ad una variazione della fase del coefficiente di riflessione sul carico di 360°.

L’injection pulling indica la tendenza del VCO ad agganciarsi ad un segnale di disturbo con frequenza vicina alla fondamentale e di potenza comparabile, che si accoppia attraverso la porta d’uscita. Entrambi i parametri indicano il livello d’isolamento dell’uscita.

Il frequency pushing indica la variazione della frequenza in funzione della variazione della tensione di alimentazione e più in generale delle condizioni di biasing DC dei transistor. E’ espresso in [%Hz/V].

Entrambi i fenomeni di pulling e pushing sono minimizzati adottando un risonatore a Q elevato. Inoltre il pushing non è sempre indesiderato, in quanto può essere

utilizzato per controllare la frequenza di oscillazione del VCO, soprattutto quelli ad anello con gli stadi a carico resistivo.

• Power output

Il livello di potenza del segnale d’uscita, tipicamente valutato sul carico a 50Ω, espresso in dBm.

• Frequency stability

Esprime la variazione della frequenza in funzione della temperatura [±ppm/°C]. Può essere in parte compensata adottando uno schema di polarizzazione di tipo PTAT (Proportional to Absolute Temperature) , che fornisce al core del VCO una corrente di polarizzazione che varia in modo proporzionale alla temperatura (a svantaggio, normalmente, del rumore di fase, a causa dell’aumento della complessità del circuito), ed un risonatore con frequenza di risonanza e selettività stabili in temperatura. Un elemento che degrada pesantemente le performance termiche del VCO è il varactor.

In generale il parametro di merito più stringente è il rumore di fase e ciò richiede la presenza nel circuito di un risonatore passivo.

I VCO armonici LC tuned sono fortemente soggetti al compromesso tra rumore di fase e tuning range. Tali configurazioni sono caratterizzate dalle migliori prestazioni relativamente al rumore di fase e la stabilità in frequenza.

I VCO ad anello sono ampiamente usati nei sistemi PLL a banda larga, in quanto sono caratterizzati da ampio tuning range, con uno swing di tensione abbastanza costante, producono segnali isofrequenziali polifase e si prestano a lavorare in configurazioni a bassa tensione.

Un grosso limite alle prestazione del VCO in un transceiver completamente integrato su singolo chip è dovuto alla presenza sullo stesso substrato di una grossa quantità di circuiti digitali funzionanti ad alta velocità , che producono un elevatissimo rumore di commutazione (switching noise) che si accoppia sia attraverso il substrato sia attraverso un ripple dell’alimentazione. Per massimizzare l’immunità a tali disturbi di modo comune sono utilizzate configurazioni differenziali nei progetti ad alta performance.

Il progetto del VCO si complica con la riduzione della tensione di alimentazione, come per tutti i circuiti analogici. L’ampiezza dello swing dell’oscillazione diminuisce, perciò il rumore di fase relativo cresce, ed anche il tuning range diminuisce, soprattutto se controllato attraverso la polarizzazione inversa del varactor.