Setup dell‟esperimento in configurazione “self-homodyne” e risultati

Il setup utilizzato per l‟esperimento è quello illustrato in Fig. 5-1.

Fig. 5-1. Setup per l’esperimento nel caso di ricevitore self-homodyne

Esso presenta la struttura tipica di un sistema di trasmissione con modulazione BPSK ottenuta modulando esternamente la portante ottica del VCSEL con un modulatore MZM. Il setup prevede di inviare dal laser al modulatore esterno il campo ottico su un singolo stato di polarizzazione verticale o orizzontale. Questo perche è stato utilizzato un modulatore esterno (Mach-Zehnder modulator-MZM in Fig. 5-1) a mantenimento di polarizzazione (Polarization Maintaining-PM) che deve ricevere in ingresso il campo ottico in polarizzazione verticale o orizzontale altrimenti produrrebbe fenomeni di birifrangenza (fenomeno di scomposizione del campo in due polarizzazioni ortogonali che viaggiano a velocità differenti, causa di distorsioni sul segnale). A questo scopo è presente un controllore di polarizzazione (POL CTRL) ed un polarization beam splitter (PBS) per ottenere un stato di polarizzazione verticale del campo ottico da modulare. il power meter (P. METER) è stato utilizzato per controllare che la potenza fosse dirottata tutta sulla polarizzazione usata dal modulatore . Lo splitter divide in due rami la portante ottica in uscita dal VCSEL prima della modulazione per poter utilizzare la stessa sorgente laser sia in trasmissione per la modulazione, sia in ricezione come portante locale ottica (schema di ricezione self-homodyne).

All‟uscita del modulatore esterno è collegato un variable optical attenuator (VOA) con la funzione di attenuare a discrezione la potenza ottica in ingresso all‟accoppiatore ibrido ottico. E‟stato inoltre posto un amplificatore ottico erbium doped fiber amplifier (EDFA-costituito da un rocchetto di fibra drogata con Erbio di lunghezza che varia entro qualche decina di metri) sul ramo dell‟oscillatore locale.

Data la grande larghezza di riga del VCSEL di circa 5 MHz (vedi .3.5.2.2), la trasmissione sarà soggetta ad una grande quantità di rumore di fase dovuta alla grande sensibilità del dispositivo alla fluttuazione anche minima di corrente di iniezione e temperatura.

Considerando però che lo stesso VCSEL è utilizzato come oscillatore locale ottico in ricezione, il risultato del battimento nell'accoppiatore ibrido porterà ad una cancellazione sostanziale del rumore di fase introdotto in trasmissione, quanto più i due percorsi dei segnali di ingresso sono di lunghezza simile. Tuttavia, se il segnale trasmesso da demodulare attraversa un tratto di fibra di lunghezza sufficiente a decorrelarne il rumore di fase rispetto al laser originale utilizzato come oscillatore locale, il suo rumore di fase non è più istantaneamente identico a quello presente in ricezione. Lo schema del ricevitore è quello tipico dei ricevitori coerenti in cui viene utilizzato un accoppiatore ibrido-ottico collegato a quattro fotodiodi (coherent front-end) per la demodulazione coerente. La sequenza di campioni in uscita dall‟accoppiatore ibrido-ottico viene quindi inviata al DSP per l‟elaborazione e la stima dei simboli trasmessi.

Lo spettro del segnale ottico trasmesso in fibra è illustrato in Fig. 5-2 (visualizzato per mezzo di un Optical Spectrum Analyzer-OSA) sia per il caso in cui il segnale elettrico a 10 Gb/s (che pilota il modulatore MZM) non subisca alcun filtraggio elettrico, sia per il caso in cui il segnale viene filtrato con un filtro elettrico a 3.4 GHz (ben al di sotto della banda che normalmente occuperebbe tale segnale, ovvero, circa 7-8GHz) che implementa il TFP. Inoltre viene messa in evidenza anche la portante ottica del VCSEL non modulata (la cui larghezza di riga è però falsata dalla scarsa risoluzione dell‟analizzatore di spettro ottico).

Fig. 5-2. Spettro del segnale ottico in 3 condizioni : portante non modulata, portante modulata con un segnale a 10Gbps, portante modulata da un segnale a 10Gbps filtrato con un filtro elettrico a 3.4 GHz. Dopo una fase preliminare di simulazioni che hanno confermato la possibilità di utilizzare il TFP in un sistema che impiega una modulazione BPSK ed hanno evidenziato le sue prestazioni in termini di efficienza spettrale come illustrato nella Sezione 4, abbiamo utilizzato il setup in Fig. 5-1 per provarne la realizzabilità pratica e l‟efficacia nel caso ideale di ricezione self-homodyne.

Il filtro applicato sul segnale di informazione che pilota il modulatore MZM è un Butterworth del IV ordine illustrato in Fig. 4-3 con una banda a -3dB=3.4GHz. Il ricevitore presenta un MAP detector BCJR a 4 stati (2 simboli interferenti considerati) e il rate del codice utilizzato è 9/10.

In queste misure la figura di merito è associata alla potenza di soglia, ovvero al valore di potenza ottica ricevuta al di sotto del quale il sistema non funziona in modalità error-free, cioè non garantisce più un valore di BER nullo (o al di sotto di una soglia prefissata di _).

Fig. 5-3. Figura che illustra il Numero di iterazioni del BCJR vs Potenza ottica ricevuta per varie correnti di bias del VCSEL. Nell’esperimento la temperatura del VCSEL è fissata a 32°C con l’ausilio di un TEC. Inoltre è stato adoperato un VOA per poter variare la PRX a discrezione e ricercare il valore di potenza di

soglia. Al ricevitore è stato impiegato un detector BCJR a 4 stati (2 interferenti) e decoder LDPC di rate=9/10. Il filtro usato è un Butterworth del IV ordine illustrato in Fig. 4-3.

In Fig. 5-3 vengono illustrati i punti che mostrano il numero di iterazioni del detector BCJR al variare della potenza ottica ricevuta per diversi valori della corrente di iniezione del VCSEL usato come oscillatore. La temperatura del laser è invece fissata a 32°C. Come è lecito aspettarsi, il numero di iterazioni diminuisce all‟aumentare della potenza ottica ricevuta come conseguenza di un aumento dell‟SNR elettrico all‟uscita del front-end opto-elettronico (e all‟ingresso dell‟ADC). L‟andamento del numero di iterazioni segue curva di tendenza di colore nero illustrata in Fig. 5-3.

Risulta invece di notevole interesse constatare come le prestazioni non subiscano evidenti variazioni al variare della corrente di bias del VCSEL con una potenza di soglia che si attesta su -22dBm in tutti e quattro i casi; se ne deduce che la qualità dell‟oscillazione trasmessa, rappresentata in particolare dalla larghezza di riga dello spettro emesso dal VCSEL, si mantiene costante al variare della corrente di bias, se così non fosse per via dell‟incremento del rumore di fase le prestazioni degraderebbero. Ciò ci concede una certa libertà nella scelta del valore di bias adoperato e, considerando che da questo dipende la potenza ottica dell‟oscillazione emessa (vedi Fig. 3-27) sceglieremo il valore massimo concesso (7 mA) per poterci permettere maggiori distanze di propagazione.

Sono state svolte delle misure che rilevano la potenza di soglia al variare della temperatura del VCSEL per valori compresi fra 20°C e 50°C imposti da un TEC, tali misure sono state

effettuate con configurazione self-omodina, con una P0=0dBm, una PLO=10 dBm ed un bias

per il VCSEL Ib=7mA. Tali misure hanno evidenziato una sostanziale indipendenza della

potenza di soglia dalla temperatura del VCSEL (almeno per il range di temperature ragionevolmente considerato), questo è legato alla buona stabilità della larghezza di linea del VCSEL al variare della temperatura, caratteristica molto apprezzata nei VCSEL che consente in certe applicazioni di eliminare il controllo di temperatura.

Dal grafico illustrato in Fig. 5-4 ottenuto con uno schema di ricezione self-omodina, una temperatura del TEC T = 30°C, un bias del VCSEL Ib=7mA, una potenza di immissione in

fibra PO=0dBm ed una potenza dell‟oscillatore locale usato in ricezione PLO=10dBm (ottenuta

amplificando l‟emissione dello stesso laser usato in trasmissione con un EDFA ma solo quando usato in ricezione) si osserva la variazione della potenza di soglia al variare della lunghezza della fibra. Per poter variare la potenza ottica del segnale in ingresso all‟accoppiatore ibrido ottico (la potenza ottica ricevuta PRX) per una fissata lunghezza della

fibra è stato utilizzato un VOA.

Fig. 5-4.Curva Potenza di soglia al variare della lunghezza della fibra per il caso self-homodyna con una potenza di immissione in fibra Po=0dBm, potenza di emissione del laser locale POL=10 dBm, temperatura

del TEC T=30°C ed un bias Ib=7mA. Al ricevitore è stato impiegato un detector BCJR a 4 stati (2 interferenti) e decoder LDPC di rate=9/10.

Dalle misure si osserva che in 106 Km di fibra c‟è una penalty di 1dB sulla potenza di soglia rispetto al caso back to back. Infatti per ricevere il segnale error-free nel caso back to back, la

potenza richiesta è di almeno -22 dBm, mentre nel caso in cui fra trasmettitore e ricevitore sia presente un tratto di fibra lungo 106 Km, la potenza ottica ricevuta dovrà essere almeno - 21dBm. Una penalty così bassa sul valore di potenza di soglia per una lunghezza della fibra cosi estesa permette di dedurre che il fattore limitante in un sistema di trasmissione cosi configurato e sulle distanze considerate è rappresentato principalmente dall‟attenuazione in fibra e non dalla dispersione, tuttavia il rumore di fase può comunque influenzare le prestazioni assolute.

La Fig. 5-5 è ottenuta dalle misurazioni fatte sempre con la struttura self-omodina del ricevitore, una temperatura del TEC T=32°, Ib=7 mA, una potenza di immissione in fibra Po=0dBm, una potenza del laser usato come oscillatore locale POL=10dBm, ma in cui

abbiamo fatto variare la bit rate del segnale trasmesso e abbiamo ricavato la potenza di soglia al variare della bit rate.

Fig. 5-5. Curva Potenza di soglia vs Bit Rate con un Po=0dBm, POL=10dBm, temperatura del TEC

T=32°C ed un Ibias=7mA. Al ricevitore è stato impiegato un detector BCJR a 4 stati (2 interferenti) e decoder LDPC di rate=9/10.

Dalla Fig. 5-5 si osserva, come prevedibile, che all‟aumentare della bit rate la potenza di soglia aumenta passando da Prx=-22 dBm per il caso con bit rate=10 Gbps a Prx=-10 dBm per il caso a bit rate=12 Gbps. Questo perche all‟aumentare della bit rate l‟intervallo di segnalazione si riduce creando un livello di ISI tale da non poter più essere compensato dal DSP presente al ricevitore (il filtro elettrico applicato al segnale di modulazione è sempre lo

stesso, di banda 3.4GHz). Questo grafico, unito a quello precedente, permette di osservare che, dato che il limite principale alle prestazioni del sistema è rappresentato dall‟attenuazione in fibra di 0.2 dB/Km e data la potenza di immissione in fibra Po=0dBm, possiamo permetterci delle perdite per attenuazione in fibra per il caso 10, 11, 12 Gbps rispettivamente di 22, 18, 10 dBm corrispondenti a lunghezze di tratta di 110, 90 e 50 Km rispettivamente.