Elementi di trasmissione Numerica

(1)

Elementi di trasmissione Numerica

Fulvio Babich (babich@units.it)

DIA – Università di Trieste

(2)

Riferimenti bibliografici

• J.G. Proakis, M. Salehi, Fundamentals of communication systems, Prentice Hall, 2013.

• J.G. Proakis, Modern communication systems using MATLAB , Cengage Learning - 2013.

• G. L. Stüber, Principles of Mobile Communication, Springer, 2011.

• R. Stewart, K. W. Barlee, D. S. W. Atkinson, Software Defined Radio

Using Matlab & Simulink and the Rtl-Sdr,

http://www.desktopsdr.com/download-files.

(3)

Schema a blocchi collegamento numerico

Codifica

di sorgente Codifica

di canale Modulazione

Demodulazione Decodifica

di canale Decodifica

di sorgente

Canale Sorgente

Destinat.

 Codifica di sorgente : compressione.

 Codifica di canale : Introduzione ridondanza in modo sistematico, per protezione contro gli errori (tasso di codifica: R

_c

(bit ingresso/bit

uscita)).

 Modulazione : Operazione mediante cui viene associato un segnale,

tempo continuo, ai simboli (numeri) emessi dalla sorgente, dopo

l’eventuale compressione e codifica di canale.

(4)

Segnale Numerico

 Messaggio numerico: successione discreta nel tempo di una grandezza che può assumere solo un insieme discreto e finito di M=2^b valori.

 Modulazione: associa a ciascuno dei valori possibili una forma d’onda. Si ottiene un segnale tempo continuo, ampiezza continua, utilizzato per trasferire l’informazione di tipo numerico. Tale segnale numerico, talvolta viene detto

‘analogico’, pur non presentando esso alcuna analogia con il segnale tempo continuo, ampiezza continua da cui il segnale numerico è stato eventualmente ricavato mediante campionamento, quantizzazione e codifica.

 Il segnale giunge al ricevitore modificato (ritardo, attenuazione, distorsione, rumore, interferenza) e può essere interpretato erroneamente dal ricevitore (errore di decisione).

 Le prestazioni di un sistema di trasmissione numerica si misurano in termini di tasso d’errore o, più in generale, di statistica dell’errore.

(5)

Modulatore numerico

• Associa alla sequenza di numeri da trasmettere una successione di forme d’onde scelte in un insieme di dimensione finita M=2^b, con b intero. Ogni forma d’onda è associata a un gruppo di b bit consecutivi (mapping).

• La modulazione si dice in banda base, qualora il segnale prodotto abbia trasformata di Fourier in banda base, oppure in banda traslata.

• Parametri:

– T [s]: Intervallo di simbolo o di segnalazione, (periodo di emissione delle forme d’onda).

– 1/T [baud] o [simboli/s]: tasso di trasmissione in simboli al secondo.

– W [Hz]: banda occupata.

• Il segnale tempo continuo, x(t), prodotto dal modulatore è la generica realizzazione di un processo aleatorio ciclostazionario, in senso lato:

intero.

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000

−0.06

−0.04

−0.02 0 0.02 0.04 0.06

( )

[

^x ^t ^kT

]

^E

[

^x

( )

^t

]

^E

[

^x

(

^t ^kT

) (

^x ^t ^kT

) ]

^E

[

^x

( ) (

^t ^x ^t

) ]

^k

E + = , + + +τ = +τ ,

(6)

Trasmissione su canale AWGN Additive White Gaussian Noise

• Ipotesi preliminari:

– Modulazione (mapping) senza memoria.

– Modifiche sul segnale trasmesso: rumore additivo, gaussiano, bianco, di densità spettrale bilatera N₀/2;

funzione di autocorrelazione R(τ)=δ(τ)N₀/2.

• Conseguenze: decisione ottima simbolo per simbolo.

Segnale trasmesso

sm(t)

Rumore n(t)

Segnale ricevuto

r(t)=sm(t)+n(t)

(7)

Modulazioni: parametri di riferimento (1)

• Parametri che caratterizzano una modulazione

– Tasso di emissione (in simboli al secondo): 1/T [baud] (T è il tempo necessario per l’emissione di un simbolo; intervallo di segnalazione).

– Bit per simbolo : b [bit di canale/simbolo].

– Forme d’onda distinte: M=2^b (da cui b=log₂M).

– Tasso di codifica (di canale): R_c [bit di informazione/bit di canale].

– Tasso informazione: R=R_clog₂M=R_cb [bit informazione/simbolo].

– Tasso di emissione (bit informazione al secondo):

R_i=R/T [bit informazione/s].

(8)

Modulazioni: parametri di riferimento (2)

• Parametri che caratterizzano una modulazione (continua)

– Banda disponibile: W [Hz].

La banda minima occupata è pari a , dove f_N è detta frequenza di Nyquist.

– Efficienza spettrale:

– Energia per bit di informazione: detta E_av, l’energia media necessaria per l’emissione di un simbolo si ha:

av av

2 [joule]

b log

c

E E

E = R M = R

1 [Hz]

N 2

f = T

bit informazione

[ ]

R s

r = TW Hz

(9)

Progettare una modulazione

• Parametri

– Tasso di emissione (in simboli al secondo): 1/T [baud].

– Bit per simbolo : b [bit di canale/simbolo].

– Forme d’onda distinte: M=2^b (da cui b=log₂M).

– Banda disponibile: W [Hz].

• Obiettivi

– Minimizzare l’energia media, E_av, a parità di probabilità d’errore – Rispettare la banda assegnata: B≤W [Hz]

– Definire la tecnica di demodulazione (ottima).

(10)

Lo spazio dei segnali

• Siano x(t), y(t) segnali complessi ad energia finita.

• Norma (energia):

• Prodotto scalare:

• Segnali ortogonali:

• Distanza (energia della differenza):

( )

²

( )

² _x

x t ^∞ x t dt E

=

∫

−∞ =

( ) ( ) ( ) ( )

^*

x t y t ^∞ x t y t dt

=

∫

−∞

( ) ( )

t y t =0 x

( ) ( ) ( )

²

2 ,

d x y ^∞ y t x t dt

=

∫

−∞ −

(11)

Un sistema di riferimento (1)

• ortonormali,

• Una generica forma d’onda , s_m(t), m=1,…,M, è esprimibile come

combinazione lineare delle forme d’onda Ψ_n(t), , dove .

• Una generica forma d’onda, s_m(t), viene così rappresentata mediante un vettore sm=(s_m1, s_m2 ,…, s_mN), le cui componenti possono essere utilizzate per

determinare le quantità d’interesse.

– Norma: .

– Prodotto scalare: . – Distanza: .

( )

^t ψ

( )

^t ψ_N

( )

^t

ψ₁ , ₂ ,..., ψ_iψ _j =δ_ij

( )

^N ₁

( )

m n mn n

s t =



₌ s ψ t

( ) ( )

mn m n

s = s t ψ t

( )

² ^N₁ ²

m n mn

s t =



₌ s

( ) ( )

^N ₁ ^*

h k n hn kn

s t s t =



₌ s s

( ) ( )

( )

²

2

, ^N1

h k s hn kn

d s t s t =



₌ s − s

(12)

Un sistema di riferimento (2)

• N≤M (uguale se e solo se le M forme d’onda sono ortogonali).

• Modulazione d’ampiezza: N=1,

• Modulazioni di fase, ampiezza e fase: N=2,

• Modulazione di frequenza: N=M

( )^t ^{g t}( )^{cos 2}( ^{f t}_c ) ² ^E_g

ψ = π

( ) ( ) ( )

( ) ( ) (

_c

)

_g

g c

E t

f t

g t

E t

f t

g t

2 2

sin

2 2

cos

2 1

π ψ

=

( ) ( )^{cos 2}( ) ²

n t g t f tn Eg

ψ = π

(13)

Procedura di Gram-Schmidt

•

• Esempio (modulazione di durata):

Se poniamo M=2, T=1, A=1

( ) ( )

₁¹

( )

for m =1:M d _m t = s_m t −



_i^m₌⁻ s_imψ_m t

( ) ( ) ( )

if 0, 1,

m

m n m

d

d t

d t n n t

ψ E

≠ = + =

( )

^rect ² ^, ^1...

m

t mT M

s t A m M

mT M

 − 

=   =

 

( ) (

² ¹

)

²

rect , 1...

n

t n T M

t M n M

T T M

ψ = ^ ⁻ ⁻ ^ =

 

0 n =

1...

0 1...

mn

A T n m

s M

n m N

 =

= 

 = +



1

( )

1 4

rect 1 2 s t t − 

=  

 

1

( )

1 4

2 rect

1 2 t t

ψ = ^ ⁻ ^ 2

( )

3 4 2 rect

1 2 t t

ψ = ^ ⁻ ^

  ^s¹ ⁼

(

^{1 2,0}

)

^s² ⁼

(

^{0,1 2}

)

1

( )

3 4

rect 1 2 s t t − 

=  

 

(14)

Demodulatore (coerente) a correlatore

• Ricava la statistica sufficiente:

supponiamo di trasmettere (in un generico intervallo di segnalazione di durata T) s_m(t) e di ricevere r(t)= s_m(t)+ n(t): il demodulatore coerente calcola

• Le componenti n_n sono variabili aleatorie gaussiane, indipendenti, a valore medio nullo, e con varianza N₀/2 (simmetria sferica).

• Le componenti r_n sono variabili aleatorie gaussiane, indipendenti, a valor medio s_mn, e con varianza N₀/2

( ) ( )

^t ^t ^s

( ) ( )

^t ^t ^dt ⁿ

( ) ( )

^t ^t ^dt ^s ⁿ ⁿ ^N

r

r_n _n ^T _m _n ^T _n _mn _n, 1,...,

0

0 + = + =

=

= ^ψ



^ψ



^ψ

[

ⁿ^kⁿ^h

]

^E

[

^T ⁿ

( ) ( )

^t ^k ^t ^dt ^T ⁿ

( ) ( )

^t ^h ^t ^dt

]

^T ^T ^E

^[

ⁿ

^{( ) ( )}

^t ⁿ

^]

^k

^{( ) ( )}

^t ^h ^dtd ^N ^hk

E ψ ψ τ ψ ψ τ τ δ

2

0 0 0

0 0 = =

=

   

( )

( ) ( )

_



 



− −

=



= N

n

mn N n

m r s

N N f

1

2 2 0

0

exp 1 1

π s

r

(15)

Demodulatore (coerente) a filtro adattato

• Massimizza il rapporto segnale rumore (SNR).

• Dimostrazione: sia r(t)=s

_m

(t)+n(t) il segnale ricevuto e h(t) la risposta impulsiva del filtro. Dopo filtraggio e campionamento otteniamo:

e dobbiamo rendere massimo

essendo

Il numeratore è massimo (Cauchy-Schwartz) se

dove C è una costante, e il rapporto S/N massimo vale:

(dipende dall’energia ma non dalla forma d’onda).

• , : correlazione.

( )

^T ^s

( ) (

^h ^T

)

ⁿ

( ) (

^h ^T

)

^y

( )

^T ^y

( )

^T

y _s _n

T T

m − + − = +

=



^τ ^τ ^d^τ



^τ ^τ ^d^τ

0 0

( )

[ ( ) ]

( ) ( )

( )



−



 



 −

=

 =



 





T T

m

n s

t t T N h

T s h T

y E

T y N

S

0 0 2

2

0 2

2

2 d

dτ τ τ

[

^y

( )

^T

]

^E

^[

ⁿ

^{( ) ( )}

^t ⁿ

^]

^h

⁽

^T ^t

^{) (}

^h ^T

⁾

^t ^N ^h

⁽

^T ^t

⁾

^t

E _n d

d 2

d ⁰ ²

2 =



^τ − −^τ ^τ =



−

( )

^t ^Cs

(

^T ^t

)

h = _m −

(

^S ^N

)

_max ⁼ ²^E_s ^N₀

( )

t r

( )

t s

(

T t

)

y = * _m − ^y

( )

^T ⁼



₀^T^r

( ) ( )

^τ ^s_m ^τ ^d^τ

(16)

Probabilità di corretta decisione

• Lo spazio vettoriale N-dimensionale cui appartiene r, viene suddiviso in M regioni, a 2 a 2 disgiunte, A_m (regioni di decisione o di Voronoi).

• Probabilità di corretta decisione:

• Criterio MAP:

• Scelta binaria , equivalente a:

(il rapporto tra le probabilità condizionate è detto rapporto di verosimiglianza).

• Se p(s₀)=p(s₁), oppure se le due probabilità non sono note si adotta il criterio ML: .

( ) ( )  ( )  ( )



^∈ ⁼ _∈

= _m

A m

m

m m m m

c m

f p

p A

p

p r

r s r s

s s

r d

( ) ( )

(

_j _j

)

m f p

j m

A rs s

r∈ : = argmax

(

₀

) ( )

₀

(

₁

) ( )

₁

0 : f r s p s f rs p s A

r∈ >

( )

( ) ( )

₀¹

1 0 : 0

s p

s p s

r f

s r A f

r∈ >

( )

¹

:

1

0 0 >

∈ f rs s r A f

r

(17)

Esempio: modulazione binaria antipodale

• M=2, due forme d’onda (modulazione binaria), s₀=−g(t), s₁=g(t).

• N=1 (dimensione della base): dove .

• E_g è l’energia della forma d’onda (impulso). In questo caso essa coincide con l’energia media per simbolo, E_av spesso nel seguito indicata con E_s.

• Energia media per bit di informazione: E_b=E_s/R=E_s/(R_clog₂M)= E_s/R_c.

(R è detto tasso di informazione e si misura in bit di informazione per simbolo)

• Rappresentazione vettoriale: , .

• Costellazione:

( )

^t = ^g

( )

^t ^E_g

ψ ^E^g ⁼



₋⁺_∞^∞^g

( )

^t ²^d^t

{

− Es

}

0 =

s s₁ =

{

Es

}

Es

− E_s r

( ) ( )











 +

−

=

0 2

0

1 exp

N E r

f N ^s

0 π s

r

( ) ( )











 −

−

=

0 2

0

1 exp

N E r

f N ^s

1 π s r

(18)

Probabilità d’errore

• MAP (in forma logaritmica)

• Soglia di decisione ottima:

• ML: (ottima sse p(s₀)=p(s₁)). Poniamo p₀=p(s₀), p₁=p(s₁)=1-p₀.

• Probabilità d’errore:

• essendo

la distanza tra la soglia e il valore della forma d’onda trasmessa, e Q(x), la complementare della funzione cumulativa di una normale.

• Si ha: ; se si ottiene ,

( )

( ) ( )

₁

0 0

1

0 0 4 log

log

: p s

s p N

E r s

r f

s r A f

r∈ = ^s >

( ) ( )

₁

0 4 ⁰ log

s p

s r p

Es

N t =

0

t = r

( ) ( ) _ ( ) _ ( )

∞

−

∞

+

=

∈ +

∈

=

t

r

e p r A s p p r A s p p f rs r p f rs r

p ₁ ₀ ₀ ₀ ₁ ₁ ₀ ₀ d ₁ ₁ d

( )







= 

=

 



^∞ ^{∞ −}

− +

∞

+ d 2

2 1 d 1

0 0

2 2 0

0

0 2 0

2

N Q d x e

N e r

s r

f ^t

N r

x

r

N E r

r _t _t _E_s

s

t π π dt₀ = rt −

(

− Es

)





 + 







= 

2

2 ¹ ₀

0

0 ⁰ ¹

N Q d N p

Q d p

p_e ^t ^t ₌₀

rt d_t₀ =d_t₁ = E_s 







= 

0

2 N Q E

p_e ^s

(19)

Riepilogo

• Probabilità d’errore scelta binaria: ,

essendo d_t la distanza tra la soglia che delimita le due regioni di Voronoi di simboli adiacenti, e il simbolo di cui si vuole determinare la probabilità

d’errore. Se la soglia è al centro, detta d=2d_t la distanza fra le forme d’onda, si ha

• Probabilità d’errore modulazione binaria antipodale (MAP):

• Ponendo la soglia al centro (r_t=0, ML) si ha (soglia ottima sse p₀=p₁=1/2):







= 

0 2 N Q d

p_e ^t







= 

2N0

Q d p_e





 + 







= 

2

2 ¹ ₀

0

0 ⁰ ¹

N Q d N p

Q d p

p_e ^t ^t







= 

0

2 N Q E

p_e ^s

(20)

Modulazioni numeriche

 Modulazioni in banda base:

– MODULAZIONE D’AMPIEZZA (PAM: Pulse Amplitude Modulation).

– Modulazione di posizione (PPM: Pulse Position Modulation).

 Modulazioni in banda traslata:

– MODULAZIONE D’AMPIEZZA (ASK: Amplitude Shift Keying).

– MODULAZIONE DI FASE (PSK: Phase Shift Keying).

– MODULAZIONE DI AMPIEZZA E FASE (QAM: Quadrature Amplitude Modulation).

– Modulazione di frequenza (FSK: Frequency Shift Keying)

(21)

Modulazioni lineari in banda traslata

• Modulazioni di ampiezza: N=1.

Inviluppo complesso:

• Modulazioni di fase, di ampiezza e fase: N=2.

Inviluppo complesso:

Modulazioni di fase (M≥4):

Modulazioni QAM (M=2^2b

):

( )

^g

( )

^t

(

^f ^t

)

t E _c

g

π

ψ 2 cos 2

1 =

( ) ( )

^,

~ t a g t nT

x

n

n −

=



^∞

−∞

=

{ }

^b

n m M m M

a ∈ 2 −1− , =1,..., =2

( )

^g

( )

^t

(

^f ^t

)

t E _c

g

π

ψ 2 cos 2

1 =

( )

^g

( ) (

^t ^f ^t

)

t E _c

g

π

ψ 2 sin 2

2 =

( )

e

( )

,

~x t ^j ⁿg t nT

n

n −

=



^∞

−∞

=

α θ

costante,

=

=α

α_n 2 , 0,..., 1

−

 =





 +

∈ m M

m M

n M

π θ π

( )

n

{ }

^b

n

n m M m M

a =α cosϑ ∈ 2 −1− , =1,..., = 2

( )

n

{ }

^b

n

n m M m M

b =α sin ϑ ∈ 2 −1− , =1,..., = 2

(22)

Modulazione di ampiezza (PAM-ASK)

Costellazione:

Energia per forma d’onda:

Energia media per simbolo:

Probabilità d’errore di simbolo: essendo

Esempio: (NRZ)

t

)

(t x

... ...

T

... ...

{ }

^b

n m M m M

a ∈ 2 −1− , =1,..., =2

( )

^t ^a

(

^t ^nT

)

x

n

n −

=



^∞

−∞

=

g

( )

_









≈ −



 









 + 







− 

=



= 22 0

0

1 0 1

log 2 6

2 2 2 2

1 2

N R E M

Q M N

Q d N

Q d M M

p p

p _c ^b

M

m

m m E E

g m

m a E

E = ²

(

¹

)

³

log 1 ²

1 2

av = = = −

=



=

M E M E

M E

R E

E _g

M

m

m b

c s

Eg

− E_g r

Eg

M 1) ( − Eg

M 1) ( −

−

( )

^t

(

^t ^T

)

g = rect

Eg

d = 2

(23)

Modulazioni di ampiezza e fase in banda traslata

• Modulatore QAM

• Modulazione QAM: la componente in fase, I(t), e la componente in quadratura, Q(t), sono segnali modulati in ampiezza.

• f

_c

è detta frequenza della portante.

• Inviluppo complesso:

Modulatore d'ampiezza Serie/

Parallelo Oscillatore

Traslatore

Traslatore cos 2πfct

sin 2πfct

Somma dati

Segnale modulato

Modulatore d'ampiezza

I(t)

Q(t)

( )

^t ⁼ ^I

( )

^t ⁺ ^jQ

( )

^t ⁼



⁺_n₌^∞_−∞^a_n^g

(

^t ⁻^nT

)

v

(24)

Modulazioni di ampiezza e fase in banda traslata

• Demodulatore coerente a filtro adattato

Il canale introduce ritardo, t_d. Trascurando gli effetti della distorsione introdotta dal canale e del rumore introdotto dal ricevitore si ha

pertanto il ritardo introduce uno sfasamento che deve essere compensato.

Recupero portante

Sincron.

simbolo g (T-t)

g (T-t)

camp.

Calcolo metriche Decisione

r¹

r² '

( ) ( )

Re e

( )

² ⁽ ⁾ ,







 − −

=

−

= ⁻

∞

−∞

=



^j ⁿ _d ^j ^f^c ^t ^t^d

n

n d

T

R t x t t g t t nT e

x α ^θ ^π

d ct πf φ = 2

(25)

Recupero della fase (1)

• Recupero della portante

Filtro d'anello Filtro Mf^c

( )M

Divisore freq. M

VCO r(t)

(26)

π / 2

V C O L P F

L P F

L P F A sin [2 ( − )]^

s(t)co s( − )^

s(t) sin ( − )^ sin (2πf ^ct + )^

s(t)co s(2 πf ^ct+ )

Recupero della fase (2)

• Loop di Costas

• Esempio di recupero fase per segnale binario antipodale

Vi è un problema di ambiguità di fase di π.

(27)

Demodulazione differenziale (DCPSK)

• Non richiede il recupero della portante, mentre la codifica differenziale

elimina le ambiguità di fase. Nel diagramma è riportato lo schema 4-DCPSK.

• Per M >2 la probabilità di errore è data dalla:

• Per M=2 abbiamo

0

T()dt

0

T()dt

rivelatore a soglia

sincronismo

rivelatore a soglia ritardo T sfasatore

M

sfasatore 2 r(t) P/S

. sin log

2

2 0

DPSK 







≈ 

− N M

M E R

Q

p_E _c ^b

M

π

( ) 2.

exp R E N

p = −

(28)

DPSK – Precodifica differenziale

• BPSK (2-ASK); siano i bit di informazione, i valori trasmessi e quelli ricevuti.

– Codifica: Decodifica:

• QPSK

– Codifica:

– Decodifica:

1;

⊕ −

= _k _k

k b d

d ˆ ˆ ˆ .

1

⊕ −

= _k _k

k d d

b

dk

bk dˆ_k

0 1 1 1 0 1 0 1

1 0 0 0 0 1 1 0 0

π 0 0 0 0 π π 0 0

1 0 0 0 0 1 1 0 0

0 1 1 1 0 1 0 1

0 1 1 1 1 0 0 1 1

0 1 1 1 0 1 0 1

bk

dk

dˆk

ϕk

bˆk

Fasi invertite

(

⊕

)(

⊕ ₋₁

) (

+ ⊕

)(

⊕ ₋₁

)

,

= _k _k _k _k _k _k _k _k

k A B A I A B B Q

I

(

⊕

)(

⊕ ₋₁

) (

+ ⊕

)(

⊕ ₋₁

)

^.

= _k _k _k _k _k _k _k _k

k A B B Q A B A I

Q

(

^ˆ ^ˆ

) (

^ˆ ^ˆ

) (

^ˆ ^ˆ

)(

^ˆ ^ˆ

)

^,

ˆ_k = I_k ⊕Q_k I_k ⊕ I_k−1 + I_k ⊕Q_k Q_k ⊕Q_k−1

A

(

^ˆ ^ˆ

)(

^ˆ ^ˆ

) (

^ˆ ^ˆ

)(

^ˆ ^ˆ

)

^.

ˆ_k = I_k ⊕Q_k Q_k ⊕Q_k−1 + I_k ⊕Q_k I_k ⊕ I_k−1

B

(29)

Gray mapping

Bit Ordine Ordine

0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 16

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 1 17

0 0 0 1 1 2 1 1 0 1 1 18

0 0 0 1 0 3 1 1 0 1 0 19

0 0 1 1 0 4 1 1 1 1 0 20

0 0 1 1 1 5 1 1 1 1 1 21

0 0 1 0 1 6 1 1 1 0 1 22

0 0 1 0 0 7 1 1 1 0 0 23

0 1 1 0 0 8 1 0 1 0 0 24

0 1 1 0 1 9 1 0 1 0 1 25

0 1 1 1 1 10 1 0 1 1 1 26

0 1 1 1 0 11 1 0 1 1 0 27

0 1 0 1 0 12 1 0 0 1 0 28

0 1 0 1 1 13 1 0 0 1 1 29

0 1 0 0 1 14 1 0 0 0 1 30

0 1 0 0 0 15 1 0 0 0 0 31

(30)

Phase Shift Keying (M-PSK)

• Costellazione (esempio: 8-PSK, con Gray mapping)

Es 0,0,0

0,0,1 0,1,1

0,1,0

1,1,0

1,1,1 1,0,1

1,0,0

(31)

Quadrature Amplitude Modulation (M-QAM)

Eg

• Costellazione (esempio: 16-QAM); mapping invariante alla rotazione (x,y vengono codificati in modo differenziale).

x,y,1,1 x,y,1,0

x,y,0,1 x,y,0,0

x,y,1,0 x,y,0,0

x,y,1,1 x,y,0,1

x,y,0,0 x,y,0,1

x,y,1,0 x,y,1,1 x,y,0,1 x,y,1,1

x,y,0,0 x,y,1,0

(32)

Regioni di decisione a minima distanza

• 8-PSK 16 QAM

(33)

Esempi (diagrammi di scattering, costellazioni)

• 8 PSK

• 16 QAM

(34)

Probabilità d’errore modulazioni bidimensionali

• M-QAM

Abbiamo 2 segnali ASK in quadratura, ciascuno con valori diversi.

Probabilità di corretta decodifica:

Probabilità d’errore di simbolo:

• M-PSK

2 ⁻1

= ^b M

[

¹

]

²

QAM M ASK

M ^E

C p

p − = − −









< −

≈

−

= ⋅ −

⋅ 0

2

1 log 4 3

2

1 QAM A

QAM N

E M

M Q R

p p

p_E _C _E ^c ^b

SK M M

M

( )

, sin

2 E M

d = _s π

( )

(

^R ^M ^E ^N ^M

)

Q

P_E_M₋_PSK ≈ 2 2 _c log₂ ⋅ _b ₀ sin π

(35)

Confronto QAM-PSK

• È sufficiente confrontare gli argomenti: consideriamo il quadrato del loro rapporto: ,

che rappresenta la perdita, in energia media, della PSK sulla QAM. Alcuni valori sono riassunti in tabella. Si noti il grande vantaggio della QAM per elevati valori di M.

• Esaminiamo l’incremento di energia media per bit richiesto dalla M-QAM rispetto alla modulazione antipodale. Il

quadrato del rapporto fra gli argomenti delle funzioni d’errore è , di cui alcuni valori sono in tabella.

La banda viene sfruttata meglio, ma si deve usare molta più energia per bit.

( )

R M

M = 3 −1M 2sin² π

M R_M (dB)

4 0

8 1.65

16 4.2

32 7.02

64 9.95

128 12.92 256 15.91

( )

2 1

3 ₂

M M

− log

M (dB)

4 0

8 1.91

16 3.98

32 5.16

64 8.45

128 10.82 256 13.27

(36)

M-APSK

(37)

Spettro di potenza di un segnale numerico

• Modulazione lineare

Inviluppo complesso: , dove i coefficienti complessi a_n (informazione) sono variabili aleatorie appartenenti a un processo stazionario, caratterizzato dal valor medio e dalla funzione di autocorrelazione

• Funzione di autocorrelazione dell’inviluppo complesso (processo ciclostazionario di periodo T):

• Teorema di Wiener-Khintchine.: lo spettro di potenza di un processo ciclostazionario è dato da: , dove rappresenta la trasformata di Fourier, e

essendo

• Spettro di potenza:

dove è lo “spettro” dei dati, S (f), è dato da

( ) ( )

v t =



_n^+∞_=−∞a g t_n −nT

(

τ

) ( ) (

τ

)

 =

(

−

) (

−

) (

− +τ

)



 



 − − +

=

+



⁺^∞

 

−∞

=

∞ +

−∞

=

mT t

g nT t

g n m R mT

t g a nT

t g a E

t t R

n m a

n m

m n

v

, *

[ ]

µ_a = E a_n

( ) [

n^* m

]

^.

a m n E a a

R − =

( )

{

v( )^τ

}

v f R

S =F F

( ) ( )

^R

( ) (

^m ^R ^mT

)

dt T t

t T R

R _g

m

a T

T v

v =



+ =



^∞ −

−∞

− τ = τ

τ 1 2 , ¹

2 ^R_g

( )

^t ⁼ ^g

( )

^t ^⊗ ^g

( )

⁻^t

( ) ( )

( )

S f G f

T S f

v = a

2

( )



^∞ ( ) ( )