Strategie di Resource Allocation per sistemi di comunicazione BIC-UFMC

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Dipartimento di Ingegneria

Tesi di Laurea Magistrale in

Ingegneria delle Telecomunicazioni

Strategie di Resource Allocation per il

sistema BIC-UFMC

Candidato:

Giuliano Largan`a

Relatori:

Prof. Filippo Giannetti

Ing. Vincenzo Lottici

Ing. Carmine Vitiello

Ing. Paolo Del Fiorentino

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Indice

1 Introduzione 1

2 Proposta di un nuovo Livello Fisico per il 5G 5

2.1 Verso il 5G . . . 7

2.2 Stato dell’Arte della Rete Wireless Mobile . . . 10

2.3 Progettazione di una nuova architettura del livello Fisico . . . 13

2.3.1 Traffico Sporadico e Accesso Rapido . . . 14

2.3.2 Frammentazione dello Spettro . . . 14

2.3.3 Applicazioni Real-time . . . 15

2.3.4 Architettura CoMP . . . 16

2.4 Possibili Waveform per il livello Fisico della futura Rete Wi-reless . . . 17 2.4.1 Filtered OFDM . . . 18 2.4.2 FBMC . . . 21 2.4.3 GFDM . . . 21 2.4.4 UFMC . . . 25 3 Sistema UFMC 27 3.1 Struttura del trasmettitore del sistema UFMC . . . 29

3.2 Struttura del ricevitore del sistema UFMC . . . 34

3.3 Confronto fra UFMC e OFDM . . . 38

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INDICE

3.3.2 Risultati . . . 41

4 Resource Allocation nei Modem BIC-OFDM e BIC-UFMC 45 4.1 Link Resource Adaptation . . . 48

4.1.1 ESM . . . 49

4.1.2 kESM . . . 51

4.1.3 Definizione Analitica della Funzione Obbiettivo: EGP 54 4.2 Problema di Ottimizzazione LRA . . . 56

4.2.1 Problema dell’Allocazione Ottima di Potenza . . . 57

4.2.2 Problema di Ottimizzazione del Modo di Trasmissione 58 4.3 Struttura del Modem BIC-OFDM . . . 60

4.3.1 Struttura del Trasmettitore BIC-OFDM . . . 60

4.3.2 Struttura del Ricevitore BIC-OFDM . . . 63

4.4 Struttura del Modem BIC-UFMC . . . 66

4.4.1 Struttura del Trasmettitore BIC-UFMC . . . 66

4.4.2 Struttura del Ricevitore BIC-UFMC . . . 69

4.5 Strategie LRA nel sistema BIC-UFMC . . . 73

4.5.1 Caso di comunicazione priva di Interferenza . . . 74

4.5.2 Caso di comunicazione con Interferenza . . . 75

5 Risultati 79 5.1 Misura delle Prestazioni in una Comunicazione priva di Inter-ferenza . . . 80

5.2 Trasmissione con interferenza . . . 88

5.2.1 Definizione di una nuova strategia LRA nel sistema BIC-UFMC . . . 91

6 Conclusioni 108

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Sommario

In questa tesi vengono presentati lo sviluppo e l’applicazione di algoritmi di resource allocation (RA) in sistemi BIC-UFMC per trasmissioni a pac-chetto. L’Universal Filtered MultiCarrier (UFMC) è una tecnica di trasmis-sione multicarrier, derivata dall’Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM), che aggrega le sottoportanti del sistema in blocchi, chiamati “sot-tobande”, sui quali vengono effettuate le operazioni di IFFT e filtraggio. In questo modo, è possibile ridurre le emissioni di segnale fuori banda (OOB emissions), senza richiedere una perfetta sincronizzazione. Per questi moti-vi l’UFMC rappresenta una possibile alternativa all’OFDM nell’interfaccia radio dei futuri sistemi di quinta generazione (5G). Inizialmente, vengono descritte le caratteristiche della futura rete cellulare 5G e viene analizzato il sistema BIC-UFMC. Successivamente, viene illustrata la strategia di RA chiamata Link Resource Adaptation (LRA), che è in grado di selezionare al-cuni parametri di trasmissione, quali potenza allocata sulle varie sottoportanti, tasso di codifica e ordine di modulazione, al fine di massimizzare le presta-zioni del sistema, valutate tramite una metrica una metrica chiamata GoodPut (GP), definita come il rapporto fra il numero di bit di informazione corretta-mente ricevuti e la durata della trasmissione. Le prestazioni dell’algoritmo di LRA sono state valutate sul sistema BIC-UFMC e confrontate con quelle del classico BIC-OFDM, utilizzando diverse tipologie di canale. Infine, dopo aver valutato l’interferenza tra le sottobande (IBI) del sistema in caso di non perfetta sincronizzazione, è stato introdotto un nuovo algoritmo di RA che

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Sommario 4

ha determinato un apprezzabile miglioramento delle prestazioni globali del sistema BIC-UFMC.

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Abstract

In this thesis the development and applications for resource allocation al-gorithms (RA) are introduced in BIC-UFMC system for packet-oriented smissions. Universal Filtered Multi-Carrier (UFMC) is a multicarrier tran-smission tecnique, derived from Orthogonal Frequency Division Multiple-xing (OFDM) tecnique, in which a subset of subcarriers are aggregated in blocks, called ”subband”, in which a IDFT and Filtered operations are ap-plyed. For this reason, is possible reduced the out-of-band emissions (OOB) without required a perfect synchronization. Therefore, the UFMC represen-ts a possible solution at OFDM in the radio interface of the future wireless network of 5th generation (5G). Firstly, the 5G characteristics are described and, BIC-UFMC system is analyzed. Successively, the RA strategy, called Link Resource Adaptation (LRA) is described, which is able in selection of some transmission parameters, such as allocation power on each subacarriers, coding rate and modulation order, in order to maximizing the system perfor-mances, based-on Goodput metric (GP), defined as the number of information bits delivered without error to the user by unit of time. The LRA algorithm performances has been evaluated in BIC-UFMC system and compared with OFDM system using differents channel types. Lastly, we evaluated the inter-ference between subbands of the system (IBI), in case of non-perfect synchro-nization and after we have introduced a novel RA algorithm which determi-nes a significant improvement on the global performances of the BIC-UFMC system.

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Capitolo 1

Introduzione

L’Orthogonal Frequency Division Multiplaxing (OFDM) è la tecnica più utilizzata nelle moderne comunicazioni wireless in quanto unisce la sempli-cità di elaborazione del segnale, grazie all’utilizzo di algoritmi veloci ed ef-ficienti di FFT, ad un’elevata robustezza alle distorsioni introdotte dal canale radio mobile. Inoltre, viste il crescente numero di utenti e il notevole aumento di servizi internet con velocità di trasmissione elevata, si è resa necessaria l’in-troduzione di strategie di resource allocation (RA) e di meccanismi di ritra-smissione ARQ, in grado di ottimizzare i parametri di traritra-smissione utilizzati dal sistema di comunicazione OFDM e di garantire un elevata QoS anche per condizioni di propagazione non ottimali. Sebbene questi sistemi rappresenti-no le moderne reti mobili di quarta generazione (4G) o Long Term Evolution (LTE), non sono tuttavia pronti a sostenere i cambiamenti che la tecnologia prospetta, ipotizzando perciò la nascita dei sistemi wireless di quinta gene-razione (5G). Infatti, mentre nelle reti odierne la comunicazione è principal-mente basata sullo scambio di informazione fra esseri umani, si prevede che nel futuro, grazie a tipologie di comunicazione innovativi, quali l’Internet of Things (IoT) e il Machine-Type-Communication (MTC), ci saranno comuni-cazioni orientate verso lo scambio di dati fra dispositivi di vario tipo senza

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Introduzione 2

la necessità di un interfacciamento umano. Questi tipi di servizi prevedono un incremento delle entità potenzialmente attive nella comunicazione di circa 10 - 100 volte rispetto all’attuale numero dei telefoni cellulari. L’avvento di queste tipologie di servizi macchina introduce per la prima volta lo scambio sporadico di piccole quantità di dati, al contrario dell’attuale standard LTE, il quale è stato progettato per supportare un enorme carico di dati richiesto dalle applicazioni odierne in cui, per la trasmissione di ogni messaggio di informazione, sono necessari diversi messaggi di sincronizzazione. Pertan-to, mentre questa politica di comunicazione si presta bene per lo scambio di grosse quantità di dati, non lo è altrettanto per lo scambio di piccole quantità di informazioni sia per l’eccessivo overhead di messaggi di controllo e sincro-nizzazione, che per l’eccessivo spreco delle risorse energetiche dei dispositivi. Infatti, si prevede che i dispositivi che prenderanno parte alla comunicazione internet, saranno dispositivi molto semplici (tipicamente sensori), di picco-le dimensioni e con risorse energetiche limitate. L’obiettivo della futura rete wireless perciò non si ferma solamente nel supporto efficiente delle applica-zioni IoT e MTC, ma migliorerà ulteriormente l’accessibilità e la sostenibilità dei servizi di rete, i quali risulteranno avere caratteristiche eterogenee. Es-si infatti prevedono, oltre alla trasmisEs-sione di sporadici burst di traffico, e quindi di bitrate abbastanza limitate, di raggiungere velocità di trasmissioni ancora più elevate rispetto a quelle permesse dallo standard LTE, al fine di sostenere il trasferimento degli attuali e future stream video High-Definition (HD), e di garantire una connessione efficiente in termini di QoS in luoghi con elevata concentrazione di utenti, fornendo maggiore copertura. Per questi motivi, il livello fisico di un dispositivo 5G deve garantire un’elevata flessibi-lità, raggiungibile attraverso l’utilizzo di diverse tecniche. In questo contesto, l’Universal Filtered MultiCarrier (UFMC) risulta essere una tra le candidate a costituire il sistema di comunicazione del livello fisico dei dispositivi 5G. Nata da una variante della modulazione OFDM, essa raggruppa le

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sottopor-Introduzione 3

tanti del sistema multicarrier in gruppi denominate sottobande, effettuando un filtraggio per ogni sottobanda del sistema con il risultato che il segnale generato risulta essere più robusto rispetto al sistema OFDM in termini di Inter-Carrier Interference (ICI) e Inter-Block Interference (IBI) , qualora il sincronismo non fosse perfettamente recuperato. Questa caratteristica è estre-mamente importante poiché consentirebbe un rilassamento dei meccanismi di sincronizzazione, permettendo di evitare l’eccessivo overhead, sia in ter-mini di messaggi di controllo, sia in terter-mini di quantità di dati nel simbolo multicarrier, in quanto non prevede l’utilizzo del prefisso ciclico, favorendo la comunicazione di piccole quantità di dati. Inoltre, l’effetto del filtraggio su ogni sottobanda, consente di avere uno spettro maggiormente limitato in banda col risultato di rendere favorevole l’utilizzo di tecniche di condivisione della banda utile tra più utenti, tipiche delle tecniche di Cognitive Radio. Visti i vantaggi offerti dalle strategie RA nel sistema BIC-OFDM, in questa tesi ci proponiamo di introdurre le suddette strategie, basate sugli algoritmi di Link Resource Adaptation (LRA), per incrementare l’efficienza spettrale del siste-ma UFMC. In particolare, assumendo una non perfetta sincronizzazione in ricezione, tipica delle comunicazione IoT, è lecito ipotizzare che nel sistema di comunicazione BIC-UFMC sia sempre presente una leggera interferenza. Pertanto, cercheremo di estendere la strategia di RA in modo tale da tenere conto anche di questo disturbo, oltre al classico rumore termico previsto dagli algoritmi basati sul sistema BIC-OFDM. Prima di presentare questi risultati, approfondiremo le questioni riguardanti il futuro sistema 5G e, al contem-po, daremo un accenno sulle caratteristiche dello standard LTE odierno in modo tale da capire perché è necessaria una riprogettazione del livello fisico dei nuovi dispositivi 5G (capitolo 2). Nel capitolo successivo spiegheremo in dettaglio il modulatore e demodulatore del sistema UFMC ed illustreremo i risultati derivanti dal confronto con il classico sistema OFDM, enfatizzan-do pregi e difetti. Nel capitolo 4 introdurremo le strategie di RA, definenenfatizzan-do

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Introduzione 4

cos`ı alcuni concetti essenziali, utili per lo scopo finale. Infine nel capitolo 5, tratteremo l’adattamento e l’applicazione delle strategie di RA nel sistema BIC-UFMC.

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Capitolo 2

Proposta di un nuovo Livello

Fisico per il 5G

Negli ultimi 20 anni lo sviluppo inarrestabile delle comunicazione wire-less ha portato sempre di più nuovi servizi, partendo dalla semplice chiamata vocale fino allo scambio di dati nella rete internet, che hanno cambiato per sempre il nostro modo di comunicare e di scambiarci informazioni. Prima di tutto, la nascita della telefonia cordless dovuta al fatto che si aveva necessità di una chiamata vocale senza restare fermi [1][2]. Dalla telefonia col cordless alla prima generazione della telefonia mobile il passo è stato breve. Con que-st’ultima infatti, non vi erano più limiti di copertura della centralina. Alla fine degli anni ’90 la telefonia mobile ha portato un’importante innovazione nella comunicazione: la trasmissione di testi e oltre alla chiamata vocale. Cos`ı ha fatto comparsa il servizio di Short Message Services (SMS) che ha portato al passaggio della 1G della telefonia mobile alla 2G. In quegli anni un altro importante mezzo di comunicazione si stava sviluppando: Internet. Da qui, lo spunto di fornire servizi internet agli utenti connessi mediante cellulare è stato la ”guida” che ha portato ancora ad un’evoluzione della rete wireless: finalmente era permesso la condivisione di dati da internet in qualsiasi luogo.

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Proposta di un nuovo Livello Fisico per il 5G 6

Questo sanc`ı la nascita della 3G. In particolare, col 3G iniziò l’esigenza di avere una comunicazione a ”banda larga” rispetto alla generazione preceden-te in modo tale da raggiungere velocità elevapreceden-te per l’uso efficienpreceden-te dei servizi internet. Queste esigenze giustificarono il passaggio da 200 KHz di banda previsto dal 2G a 5 MHz dello standard 3G. Oltre all’incremento della banda, altre tecniche innovative furono utilizzate nalla 3G per la prima volta, come la tecnica di accesso al mezzo basata su CDM (Coded Division Multiplexing) con cui si riusciva ad eliminare, almeno in teoria, l’interferenza delle celle adiacenti, permettendo un’ulteriore ”passo avanti” nella tecnologia cellulare. Sebbene la 3G impose il ”punto di incontro” fra internet e la telefonia mobile, i telefoni mobili imponevano grossi vincoli sull’utilizzo di determinati servi-zi internet. La velocità permessa non era ancora sufficiente per utilizzare al meglio particolari servizi internet mediante il semplice cellulare richiedendo sempre l’utilizzo di un notebook. Questo impose l’evoluzione fra la 3G al-la odierna 4G nelal-la quale si cerca di implementare su un cellual-lare mobile le funzionalità di un notebook. Da questa ”fusione” si arriva all’odierno smart-phone e contemporaneamente si arriva alla odierna 4G meglio conosciuta co-me Long Term Evolution (LTE). Lo standard LTE presenta molti vantaggi rispetto alle generazioni precedenti. Uno fra i più importanti è che, è il pri-mo standard a fornire elevata flessibilità sulla larghezza di banda del segnale trasmesso in modo tale da adattarlo al particolare servizio selezionato dal-l’utente. Come vedremo nel corso del capitolo, questo vantaggio (cos`ı come molti altri), sono resi disponibili dalla tecnica Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) implementata per l’accesso al mezzo a differenza del-le varie tecniche di accesso al mezzo impdel-lementate dagli standard precedenti. La Fig.2.1 indica che, in questi anni, è in corso un’importante ricerca per l’innovazione che condurrà verso il futuro standard di comunicazione della rete wireless, brevemente indicata come 5G. Nelle sezione successive spie-gheremo brevemente gli scenari di comunicazione innovativi che in questi

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Fig. 2.1: Mappa di standardizzazione del 5G

anni si stanno sviluppando in modo tale che si possa arrivare alla standardiz-zazione della futura rete. Da qui, vedremo le varie sfide che questi scenari di comunicazione impongono al livello fisico dei dispositivi utilizzati della rete 5G.

2.1 Verso il 5G

Anche se la rete wireless mobile ha raggiunto alte velocità dati, si preve-de ancora che, nella prossima generazione, si voglia arrivare ad una velocità dati ancora più elevata in modo tale da garantire maggiore mobilità agli uten-ti finali e di migliorarne l’esperienza nell’uuten-tilizzo della rete. Si vuole infatuten-ti che, la futura rete mobile raggiunga velocità incredibili in grado di fornire informazioni agli utenti finali senza sperimentare alcun tipo di ritardo dovuto al collegamento in nessuna situazione (cioè garantire la stessa esperienza a casa, in ufficio oppure in movimento). Si parla infatti di velocità intorno a 10 Gbit_sec . Con quest’ordine di velocità, un’altro vantaggio è quello di fornire connessione efficiente in un’area urbana particolarmente densa di utenti, ad esempio, tale da scaricare video in streaming ad altissima definizione (3D) persino in un ambiente in cui sono connessi tanti utenti contemporaneamente (come ad esempio centri commerciali affollati o stadi). L’ordine di velocità di 10 Gbit_sec implicherebbe di disporre di una velocità dati elaborati a livello fisico dell’ordine di 100 M bit_sec . Un’altro obbiettivo importante della rete 5G è quello

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di rendere anche robusta la connessione in aree remote, e di fornire connessio-ne connessio-nei cosidetti ”punti ciechi”, luoghi cioè potenzialmente privi di copertura. Inoltre, negli ultimi anni stanno nascendo nuove tipologie di comunicazio-ni orientate per lo più alla comucomunicazio-nicazione fra macchine indicate in generale come Machine type Communication (MTC) in cui dispositivi di vario genere possono scambiarsi informazioni liberamente, senza necessità di un control-lo umano. Esempi di queste nuove comunicazioni sono l’Internet of Things (IoT) [1][2] e la car-to-car communications. Con l’MTC ci saranno moltis-simi dispositivi connessi contemporaneamente sulla rete wireless, si prevede infatti che nel 2020 ci saranno potenzialmente 50 bilioni di dispositivi che si connetteranno in rete. Un termine appropriato per indicare questa massiccia connettività è Massive Machine Communication (MMC)[6]. La MMC im-plica che la futura rete 5G dovrà fornire elevate capacità di connessione per gestire l’elevata quantità di traffico dati prodotta dall’elevato numero di di-spositivi connessi. Inoltre, un’altra applicazione innovativa che sta nascendo negli ultimi tempi è Tactile Internet[1][2]. Il quale include tutte quelle tipolo-gie di servizi internet in cui l’interazione fra l’essere umano e la rete internet è paragonabile al senso tattile umano. Grazie a queste applicazioni, si potranno implementare tanti servizi innovativi come le applicazioni per robot, applica-zioni per veicoli ecc. Praticamente si prevede che la futura rete 5G fornirà una grande quantità di servizi internet eterogenei. La Fig.2.2 mostra appunto gli scenari enunciati per la 5G. Questo comporta che ci saranno dispositivi molto diversi fra loro che avranno sicuramente esigenze differenti. In particolare si può fare una grande distinzione fra i telefoni mobili degli utenti umani e i dispositivi MTC. Discutiamo nel seguito le più importanti caratteristiche dei dispositivi MTC confrontandole con i telefoni mobili degli utenti:

• Comunicazione efficiente di Burst Corti ([1][2][6][7]): i dispositivi MTC sono predisposti non per il traffico di grosse quantit`a di informazio-ni come gli smartphone degli utenti; ma bens`ı per lo scambio di

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pic-Proposta di un nuovo Livello Fisico per il 5G 9

cole quantit`a di dati. Si pensi ad esempio ad una rete di sensori che scambiano solo l’informazione della grandezza fisica sotto controllo (temperatura ecc..).

• Bassa Latenza [7]: utile soprattutto per le applicazioni Tactile Internet ma anche per la comunicazione MTC in cui hanno vincolo real-time nella comunicazione.

• Risparmio di risorse energetiche [1][2][6][7]: Mentre siamo abituati a caricare la batteria del cellulare in pochi giorni, la comunicazione dei dispositivi MTC necessita un bassissimo consumo di energia affinch´e il cambio della batteria dei dispositivi duri il pi`u al lungo possibile (si parla di decine di anni per il cambio di una batteria in un dispositivo MTC).

Fig. 2.2: possibile scenario della 5G

Da un punto di vista architetturale, la Fig.2.2 mostra anche un’altro ob-biettivo della rete wireless futura: quello di creare una architettura unificata secondo il concetto di Cloud computing. In particolare possiamo notare che,

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l’architettura di rete basata sul Cloud computing e le applicazioni 5G discusse precedentemente, non sono totalmente indipendenti [1]. Per esempio il Tactile Internet che richiede una bassa latenza nella comunicazione, implicherebbe ad avere un processing in banda base nei pressi del terminale e questo sognifica che il Cloud non pu`o essere in un qualsiasi punto remoto [1].

2.2 Stato dell’Arte della Rete Wireless Mobile

In questa sezione si illustrano le caratteristiche essenziali dello standard LTE utilizzato nella rete wireless mobile di oggi al fine di cercare di mettere in evidenza sia i punti di forza che gli svantaggi, in relazione alle caratteristiche di comunicazione previste nella futura rete wireless mobile illustrata nella sezione precedente. L’LTE `e stato progettato per avere un’architettura abile ad implementare le seguenti richieste sul livello fisico[5]:

• Scalabilit`a sulla banda utilizzata: in base al servizio richiesto dall’ap-plicazione utente, il sistema `e in grado di mettere a disposizione diverse larghezze di banda, come: 1.4, 3, 5, 10, 15, 20 MHz. In questo modo si evitano sprechi eccessivi di banda in modo tale da offrire un accesso radio efficiente.

• Uso di tecnologia MIMO: per il raggiungimento di elevate velocità di trasmissione. In dettaglio lo stardand prevede di utilizzare fino a 4x4 antenne in Downlink con velocità fino a 300 M bit_s e una sola antenna in Uplink con velocità fino a 75 M bit_s .

• Round Trip-Time: lo standard LTE fornisce un round trip-time massimo di 10 ms.

• LTE supporta diversi formati di modulazione, quali QPSK, 16QAM e 64QAM.

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Queste buone caratteristiche che offre lo standard LTE sono rese disponibili da una buona tecnologia di accesso al mezzo basata sulla modulazione Ortho-gonal Frequency Division Multiplexing (OFDM). In particolare nel Downlink questa tecnologia di accesso `e chiamata OFDMA mentre perl’Uplink `e utiliz-zata una sua variante, indicata come SC-FDMA[5]. Il segnale OFDM permet-te di trasmetpermet-tere tanti simboli (fino a Nfft) in parallelo su sottoportanti

orto-gonali. Pertanto nel dominio temporale la trasmissione di un simbolo OFDM comporta la sovrapposizione fino a Nfft simboli; in frequenza invece, ogni

simbolo sulla singola sottoportante è rappresentato da uno spettro ortogonale a tutti gli altri spettri degli altri simboli che compongono il simbolo multi-carrier. Quest’ultima caratteristica garantisce la rivelazione di questi simboli. Inoltre, il processing dei simboli sia al trasmettitore che al ricevitore può es-sere implementato attraverso elaborazioni digitali efficienti mediante algorit-mo Fast Fourier Transform (FFT). La Fig.2.3 algorit-mostra un esempio di spettro OFDM con soli 4 simboli. In particolare si nota come su ogni sottoportante esiste solamente un solo simbolo a il contributo di questo è nullo su tutte le altre sottoportanti. In realtà, questa importante caratteristica dell’OFDM si ha solo nel caso di ideali condizioni di comunicazione, cioè ad esempio quando non ci sono offset di frequenza causato dal movimento eccessivo del mobile oppure quando si ha un perfetto sincronismo. In questo sistema, le risorse radio disponibili sono condivise dall’allocazione di un sottoinsieme di sotto-portanti per ogni utente. Tipicamente la minima banda allocabile è indicata come Resource Block1_{a cui corrispondono un numero fissato di}

sottoportan-ti indicate come Resource Elements. Dal grafico della Fig.2.3, si nota che i simboli in frequenza sono espressi da una relazione del tipo: sin(Nfftx)

sin(x) che,

per elevati ordini di FFT Nfft, pu`o essere semplificata come: sin(x)_x . Oltre alla

semplice elaborazione a bassa complessità del sistema OFDM (grazie all’o-1_{In realtà, nello standard LTE, è comunemente indicato come Physical Resource Block}

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Fig. 2.3: Spettro del simbolo multicarrier OFDM

Larghezza di Banda 1.4MHz 3MHz 5MHz 10MHz 15MHz 20MHz

Resource Block 6 15 25 50 75 100

Resource Elements 72 180 300 600 900 1200 Ordine della FFT 128 256 512 1024 1536 2048

Tab. 2.1: Parametri dello standard LTE[5]

perazione FFT), ricordiamo altre caratteristiche importanti come ad esempio che il formato del segnale OFDM è tollerante al delay spread del canale grazie alla presenza del prefisso ciclico (purché il delay spread è contenuto all’inter-no di quest’ultimo) e questo significa che al ricevitore l’effetto tempo-variante del canale wireless non viene percepito (canale piatto in frequenza) e l’equa-lizzazione può essere fatta in maniera molto semplice con una operazione di

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divisione. Dopo aver espresso i principali vantaggi dell’OFDM osserviamo che, questa tecnica ha anche alcuni svantaggi elencati nel seguito:

• L’OFDM ha un’elevato Peak to Average Power (PAPR) generato dalla somma di un’elevato numero di simboli nelle varie sottoportanti. Que-sto significa che l’amplificatore di potenza del dispositivo genera lavora con un alto back-off e ci`o riduce l’efficienza.

• La riduzione della power efficiency ha un impatto sulla batteria del di-spositivo e, questo `e il motivo per cui nell’Uplink si utilizza uno schema diverso nello standard LTE.

• Un’ulteriore svantaggio dell’OFDM `e la sua elevata sensibilit`a agli off-set di frequenza che potrebbero essere causati dall’eccessivo doppler o dalla scarsa sincronizzazione.

2.3 Progettazione di una nuova architettura del

livello Fisico

Nella prima parte abbiamo visto che l’eterogeneità di servizi della futura rete wireless impone al livello fisico un’elevata flessibilità in modo tale da supportare in modo efficiente sia l’elevato scambio di dati ad elevate velo-cità, e contemporaneamente, permettere scambio di basse quantità di dati a basso rate di trasmissione secondo le caratteristiche dei dispositivi MTC. Nel seguito spieghiamo perché è necessario una ri-progettazione del livello fisi-co presentando alcune sfide che si vorranno implementare per la futura rete wireless che, sono strettamente legate alle caratteristiche dei dispositivi MTC.

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2.3.1 Traffico Sporadico e Accesso Rapido

Una sfida importante per la futura rete cellulare è quella di permettere ai dispositivi connessi in rete una trasmissione sporadica di informazioni. Que-sta caratteristica è utile, ad esempio per gli odierni smartphone per utilizzare applicazioni App che si connettono in rete indipendentemente dall’utente per poi tornare inattivi subito non appena avvenuto lo scambio di informazioni [1]. Questa procedura è nota come Fast Dormancy[1][2]. La Fast dormancy è molto utile poiché richiede un tempo di connessione necessario per lo scambio di informazioni senza interpellare l’utente ne per la connessione, ne tanto me-no per la disconnessione. Il traffico sporadico è utile anche per i più moderni dispositivi facenti parte dello IoT poiché la durata necessaria di connessione permette di avere un risparmio di risorse energetiche del dispositivo evitando tempi lunghi inutili di connessione. L’implementazione di questa caratteri-stica però va contro le stringenti procedure di sincronizzazione imposte dallo standard LTE. Difatti, queste procedure imporrebbero che, ogni volta che una App dello smartphone (o qualsiasi altro dispositivo del MTC) si connetta in rete quando necessita di farlo, dovrebbe avviare ogni volta la procedura di sincronizzazione. Questo renderebbe poco pratica la comunicazione poiché ci saranno diverse App su uno stesso smartphone che richiederebbero diverse volte la connessione in poco tempo (ad esempio nell’arco di una sola giornata) con il risultato che ci sarebbe un eccessivo traffico di dati di controllo con il rischio di congestionare la rete. In tal caso l’ideale sarebbe un accesso rapido in rete con una non perfetta sincronizzazione in modo da ridurre l’overhead di segnalazione.

2.3.2 Frammentazione dello Spettro

L’obbiettivo di fornire velocità di trasmissioni elevate è stato da sempre l’obbiettivo delle reti cellulari per tutte le generazioni. Abbiamo già

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menzio-Proposta di un nuovo Livello Fisico per il 5G 15

nato che, anche per la futura rete 5G, si vorrebbe arrivare a velocità ancora più alte rispetto all’odierna rete. A questo scopo, negli ultimi anni, sia in Eu-ropa che negli Stai Uniti d’America, c’è stata una forte ricerca per trovare il modo di utilizzare in modo efficiente lo spettro radio, dedicato a questo tipo di comunicazioni, e di espanderlo fino a dove è possibile. Questa espansione dello spettro permetterà l’assegnazione di una più ampia larghezza di banda ai dispositivi utenti con la conseguenza dell’incremento delle velocità di co-municazioni. Per questo motivo, si è pensato di fornire porzioni di spettro ai singoli dispositivi non necessariamente contigui fra loro. Questa procedura in [1][2] è nota come Carrier Aggregation. Il carrier aggregation implicherebbe l’uso di front-end che permetteranno di accedere su canali diversi cosicché da permettere l’uso di porzioni di spettro isolati come la banda L. Per poter utilizzare in maniera efficiente il carrier aggregation però è necessario che sia-no rispettati dei vincoli nel quale richiederebbero una appropriata sagomatura dello spettro del segnale generato in modo tale da avere bassissime emissio-ni al di fuori della porzione di banda assegnata al dispositivo utente. Questo vincolo però risulterebbe scomodo per i sistemi OFDM che invece detengono elevate emissioni fuori banda dovuta al tipo di sagomatura che, come abbiamo menzionato precedentemente, sono di tipo sin(Nfftx)

sin(x) .

2.3.3 Applicazioni Real-time

La tipologia di comunicazione MTC impone una comunicazione in tempo reale affidabile fra macchine. Di conseguenza, una sfida che deve affrontare la futura rete wireless `e consentire un latenza molto bassa su servizi di rete. In particolare, i sistemi 4G sono stati progettati per supportare un tempo di latenza multiplo di 10 ms tra la Base Station e i terminali mobili a causa di meccanismi di comunicazione come lo scheduling di sorgente, processing dei frame e procedure di ritrasmissione[1]. Pertanto, per avere una bassa latenza bisogna ottimizzare tutti gli elementi della comunicazione , ad esempio

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otti-Proposta di un nuovo Livello Fisico per il 5G 16

mizzando il periodo di processing delle informazioni trasmettendo burst corti. Inoltre, per avere una bassa latenza, sarebbe opportuno avere un livello fisico che permetta di evitare le procedure di ritrasmissione. I burst corti aiutereb-bero anche in questo senso poich´e sarebbe possibile utilizzare algoritmi di ritrasmissione con bassa latenza. Un altro modo per avere bassa latenza nella comunicazione `e utilizzare procedure di trasmissione asincrone, in modo tale da evitare lo spreco di tempo nelle procedure di sincronizzazione.

2.3.4 Architettura CoMP

Nelle reti cellulari è ben noto che si ha una perdita di Quality of Service (QoS) nella comunicazione per tutti quelli utenti che si trovano nel bordo del-la celdel-la al momento deldel-la trasmissione. Infatti, essendo aldel-la massima distanza ammissibile dalla cella, l’utente in questione si troverebbe a comunicare con una quantità di interferenza prodotta dalle celle adiacenti molto elevata. Quin-di, per migliorare il servizio anche a questi utenti, è stata introdotta una nuova architettura di rete denominata Coordinated Multi-Point (CoMP). Con questa tecnica, infatti si vuole migliorare la comunicazione nel bordo della cella at-traverso la cooperazione delle BS di celle adiacenti in modo tale da sfruttare la disposizione dei gradi di libertà spaziale (DoF) che conduce all’incremen-to di capacità del sistema nella futura rete wireless. Tuttavia, quesall’incremen-to tipo di sistema non può ancora essere utilizzato al meglio dall’odierna rete poiché sono necessarie altre procedure di sincronizzazione fra utenti e BS di cel-le adiacenti oltre alcel-le procedure di sincronizzazione fra utenti e BS richieste dallo standard. Si hanno cioè eccessive sincronizzazioni. Un approccio asin-crono potrebbe rendere utilizzabile al meglio quest’architettura migliorando notevolmente i servizi di rete.

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2.4 Possibili Waveform per il livello Fisico della

futura Rete Wireless

Dall’analisi sulle nuove sfide della nuova rete wireless mobile si è messo in evidenza il fatto che l’ostacolo maggiore all’implementazione di questi ser-vizi innovativi è l’eccessiva sincronizzazione fra i dispositivi coinvolti nella comunicazione (BS e Terminale mobile). In particolare, di seguito esponiamo i motivi per cui la stringente sincronizzazione previste dal LTE non solo ren-de il suo livello fisico poco pratico per permettere l’implementazione di questi servizi, ma è anche inadatto per le caratteristiche di bassa latenza e risparmio energetico dei dispositivi MTC. Abbiamo visto dall’analisi dello stato dell’ar-te della redell’ar-te wireless mobile che la dell’ar-tecnica OFDM dello standard LTE è una tecnica ottimale solo in condizioni ideali di propagazione; infatti, nelle reali condizioni di propagazione il canale introduce offset in frequenza a causa del movimento del mobile e questo comporta la perdita di ortogonalità fra le sot-toportanti con la conseguenza di insorgenza di una forte Inter-Carrier Interfe-rence (ICI) e Inter-Band InterfeInterfe-rence (IBI). In questo caso l’OFDM non è più una tecnica robusta. Questo comporta la necessità di inserire nell’architettura di rete dello standard stringenti meccanismi di sincronizzazione ([1][2][6][7]) sia nel tempo che in frequenza per cercare di annullare o comunque di limitare l’insorgere di queste interferenze. Questa sincronizzazione comporta che:

• Non permette di raggiungere una bassa latenza per l’eccessiva trasmis-sione di traffico di controllo.

• Eccessivo spreco di energia della batteria a causa della ricorrente tra-smissione di dati di controllo.

Inoltre, si è già discusso che, una delle principali caratteristiche dell’OFDM è che permette di compensare l’effetto del canale wireless tempo-variante me-diante l’utilizzo del prefisso ciclico (CP). Tuttavia, la presenza del CP risulta

(24)

essere scomodo per la trasmissione di burst corti poiché si avrebbe un’ecces-siva perdita di efficienza temporale nella comunicazione di questi burst (il CP risulterebbe più lungo delle effettive informazioni contenute nel burst). Si è visto inoltre dalle caratteristiche dello standard LTE, che il massimo round trip time che si può avere è di 10 ms. Questo risulta essere un tempo abba-stanza ”lungo” per le applicazioni di Tactile Internet che richiedono invece un round trip time di 1 ms (vedere [1][2]) poiché corrisponde al tempo di reazio-ne tattile umano. Questo comporta che per avere un RTT di 1 ms al livello fisico le operazioni devono essere implementate con un tempo inferiore, pari a 100 µs. Pertanto, essendo una differenza di quasi due ordini di grandezza sul tempo di risposta della rete, il livello fisico dello standard LTE non risulta compatibile con le applicazioni di Tactile Internet. Nei recenti anni sono state sviluppate alcune tecniche per raggiungere questi obbiettivi di bassa laten-za, trasmissione di burst corti e alleggerire la sincronizzazione. Tutte queste tecniche sono basate su operazioni di filtraggio prima della trasmissione del segnale per sagomare opportunamente lo spettro del segnale trasmesso in mo-do tale da abbassare i lobi laterali degli spettri dei simboli. Questo è utile per ”controllare” le quantità di ICI e IBI che si vengono a creare. In questo modo si possono evitare le procedure stringenti di sincronizzazione.

2.4.1 Filtered OFDM

Adesso ci concentriamo su versione modificate del sistema OFDM af-finch´e sia possibile un’opportuna sagomatura sullo spettro dei simboli in mo-do tale da limitare il livello dei lobi laterali rispetto al sistema OFDM tradi-zionale. In Fig.2.4 `e illustrato un generico sistema OFDM. Dal grafico del si-stema si nota che il blocco dei simboli di sorgente sono rappresentati secondo la seguente relazione:

sk(t) =

X

n

(25)

Fig. 2.4: Sistema generico del Filtered OFDM e FBMC

dove sk[n] rappresentano i simboli dei dati, k l’indice delle sottoportanti e T il

periodo di simbolo sul lato trasmettitore. Dopo le operazioni del trasmettitore, il blocco dei simboli multicarrier trasmesso assume la forma:

xk(t) = X n N−1 X k=0 sk[n]pT(t − nT )ej2π(t−nT )fk (2.2)

Nell’OFDM classica, pT(t) `e un impulso rettangolare di ampiezza unitaria e

di periodo pari a T . Fissato n, il segnale risultante `e generato cos`ı dalla som-ma di tanti simboli complessi ciascuno su una sottoportante diversa. Quando ci troviamo nelle condizioni ideali di comunicazione, pT(t) e pR(t) sono due

impulsi rettangolari di uguale periodo T , mentre nel caso non ci fossero le condizioni ideali di comunicazione, pT(t) `e un impulso rettangolare con

du-rata pi`u ampia di T in modo tale da accomodare il delay spread del canale. Al lato ricevitore, la risposta del filtro pR(t) `e anche un impulso rettangolare

con durata pari a Tr ma, con la condizione che Tr < T dove Tr = _B1 e B

`e la spaziatura fra le sottoportanti. Esiste una variante della classica OFDM chiamata Filtered OFDM [9]. Nella Filtered OFDM, l’impulso rettangolare pT(t) ha transizioni meno ripide rispetto al classico impulso rettangolare. La

(26)

forma tipica di pT(t) che viene spesso utilizzata in pratica `e l’impulso a

co-seno rialzato, presentato in Fig.2.5. Tuttavia, anche con la Filtered OFDM

Fig. 2.5: Tipologia di filtri utilizzati nella Filtered OFDM

il livello dei lobi laterali `e sempre pari a 13.3 dB come nel classico OFDM, come mostrato in Fig.2.5.

(27)

2.4.2 FBMC

Il sistema Filter Bank Multi-Carrier (FBMC) pu`o ancora essere rappre-sentato dal grafico Fig.2.4. La FBMC si differenzia dalla OFDM dalla scelta delle risposte dei filtri di trasmissione pT(t) e ricezione pR(t). Inoltre,

un’al-tra caratteristica del FBMC è che non si usa il prefisso ciclico come l’OFDM. Per questa ragione l’FBMC ha un’efficienza spettrale maggiore rispetto al-l’OFDM però, questo comporta che, nella FBMC si avrebbe il problema del-l’insorgenza di troppa interferenza a causa del delay spread del canale che non verrebbe compensato dal CP. Tuttavia, questo problema può essere supe-rato da un’opportuna scelta di particolari filtri al trasmettitore e al ricevitore. In particolare, nel FBMC i filtri, sono progettati in modo tale da avere la massima efficienza spettrale, T = Tr = _B1, tuttavia, la durata dei filtri di

tra-smissione pT(t) e ricezione pR(t) sono maggiori rispetto a T (solitamente un

multiplo intero di T ). Questo comporta che si ha una sovrapposizione tem-porale di simboli. In [9] indica che questo problema di sovrapposizione può essere superato mediante l’utilizzo della modulazione Offset QAM (OQAM). Inoltre, in [9] è indicato un’importante svantaggio della FBMC, cioè che sul-la particosul-lare struttura del sistema FBMC non si possono applicare in modo semplice tecniche MIMO ma si possono applicare solamente su specifiche applicazioni.

2.4.3 GFDM

La Generalized Frequency Division Multiplexing (GFDM) `e una nuova waveform che ha la caratteristica di usare una convoluzione circolare nell’o-perazione di filtraggio dei simboli anzich´e effettuare una convoluzione lineare su cui si basavano le waveform precedenti. Dalla Fig.2.7 osserviamo che: il modulatore GFDM prende in input un blocco di simboli dati che viene suddi-viso in K diverse sottoportanti e in M slot temporali. In particolare, i simboli

(28)

Fig. 2.7: Modulatore GFDM

trasportati da una certa sottoportante hanno diversi shift temporali ma sono sintonizzati alla stessa frequenza, mentre simboli su diverse sottoportanti so-no sintonizzati su diverse frequenze ma, in un particolare slot, hanso-no lo stesso shift temporale. Il numero di simboli in ingresso al modulatore `e N = KM che sono rappresentati dalla seguente espressione [4]:

d = [dT₀, dT₁, ..., dT_{M −1}]T (2.3) dove i vettori colonna rappresentano i simboli che verranno smistati su diverse sottoportanti nello stesso slot. dm = [d0,m, d1,m, ..., dK−1,m]T. Ai simboli

sui singoli slot temporali in una determinata sottoportante viene effettuata una convoluzione circolare con risposta impulsiva g. Dopo l’operazione di filtraggio, il flusso dei simboli `e suddiviso, nel dominio della frequenza, in sottoportanti diverse tramite il prodotto con il fattore esponenziale ej2πMkn

dove n `e l’indice temporale. Quindi, nella k−esima sottoportante la risposta del modulatore `e [3][4]:

gk,m[n] = g[(n − mk)mod(N )]ej2π

k

Mn (2.4)

con 0 ≤ m ≤ M − 1. Il blocco dei simboli trasmessi pertanto, `e dato dalla somma di tutte le sequenze di simboli sulle sottoportanti, secondo la seguente

(29)

Proposta di un nuovo Livello Fisico per il 5G 23 formula [3][4]: x[n] = K−1 X k=0 M −1 X m=0 gk,m[n]dk,m (2.5)

Se indichiamo con A la matrice di trasmissione CKM xKM e con g_k,m il vet-tore colonna del filtro CKM x1[3], i simboli trasmessi in output al modulatore possono essere scritti come:

x = Ad (2.6)

dove x `e il vettore colonna CKM x1 e d `e il vettore dei simboli in ingresso. In particolare la matrice di trasmissione formata come segue[3]:

A = [g_0,0, ..., g_K−1,0, g_0,1...., g_K−1,M−1] (2.7) Notiamo che g_0,0 = [g0,0[n]]T e g1,0, g0,1 rappresentano gli shift frequenziali.

Gli shift temporali invece sono: g_1,0 = [g0,0[n]e−j2π

k

Kn]T e g

0,1 = [g[n − K]]T

con n = 0, ..., N − 1 e k = 0, ..., K − 1. Infine al vettore dei simboli vie-ne aggiunto il prefisso ciclico con numero di campioni pari a NCP.

Quin-di, il vettore dei simboli trasmessi ˜_{x ha dimensione C}(N +NCP)x1_{. A questo}

punto, questo vettore di simboli `e inviato nel canale che, nel caso generale `e di tipo selettivo in frequenza rappresentato dalla matrice: ˜H di dimensione C(N +NCP+NC−1)x(N +NCP)_{, dove N}

C `e la lunghezza della risposta impulsiva del

canale. A lato ricevitore, il vettore dei simboli `e rappresentato dalla seguente espressione [3]:

˜

y = ˜H˜x + ˜w (2.8) dove ˜w `e il vettore di rumore additivo Gaussiano CN (0, σ2

w) della stessa

lunghezza del vettore dei simboli ricevuti. Sotto leseguenti ipotesi [3]: • Perfetta sincronizzazione sia nel tempo che in frequenza

• Il delay spread del canale `e minore del prefisso ciclico

dopo la rimozione del prefisso ciclico, i simboli ricevuti possono essere scritti come:

(30)

dove H `e la matrice di convoluzione circolare CN xN. A questo punto possia-mo utilizzare una semplice equalizzazione in frequenza per ridurre gli effetti del canale. La stessa equalizzazione che si adopera nel modulatore OFDM:

z = H−1y = H−1Hx + H−1w = ˆx + n (2.10) dove n `e il vettore di rumore dopo l’equalizzazione a media nulla e con varianza σ2

n = σ2

w

|H|2. Ricordando che x = Ad possiamo scrivere:

z = Aˆd + n (2.11)

Adesso, viene effettuata una demodulazione lineare per la corretta riveazione dei simboli di sorgente basata sulla seguente espressione:

ˆ

d = Bz (2.12)

In particolare, in [3] sono descritte varie tipologie di demodulazione. Anche per la GFDM la caratteristica importante è sicuramente quella della corretta progettazione del tipo di sagomatura imposta dal filtro. Infatti, in base al tipo di sagomatura dei filtri possiamo ridurre i lobi laterali dello spettro del segna-le trasmesso. [3] indica che tramite la GFDM possiamo ridurre segna-le radiazioni fuori banda fino a 15 dB. In particolare, [3] riporta le principali tipologie di sa-gomatura di questi filtri sulla base di un opportuno fattore di rool-off α, nella quale si vede che possiamo ottenere differenti larghezze di banda su ciascuna sottoportante. Inoltre, possiamo usare questa tecnica per ridurre fortemente i lobi laterali delle radiazioni fuori banda. Questo è possibile attraverso l’inse-rimento di simboli di guardia (GS) all’inizio e alla fine del blocco dei simboli trasmessi. Infatti se poniamo i simboli 0−th e (M − 1)-th a zero, otteniamo davvero bassissimi lobi laterali rispetto al caso precedente in cui non ci so-no simboli di guardia. Tuttavia per alti M l’efficienza spettrale si riduce di un fattore M −2_M , ma fortunatamente questi simboli di guardia possno tornar-ci utili anche come simboli pilota per una corretta sincronizzazione. Infine, precisiamo che la GFDM è ancora chiamata ”filtered waveform” perché offre più gradi di libertà rispetto all’OFDM.

(31)

2.4.4 UFMC

Un’altra interessante waveform è l’Universal Filtered Multi-Carrier (UFMC) chaimata anche UF-OFDM [6], che rappresenta una generalizzazione della filtered OFDM e FBMC [13]. Questa tecnica è stata progettata per cercare di avere solamente i vantaggi della FBMC tralasciando gli svantaggi. In parti-colare, anziché operare un filtraggio su ciascuna sottoportante, nella UFMC il filtraggio viene applicato sulle singole sottobande in questo modo è pos-sibile utilizzare filtri con risposta in frequenza più larga rispetto al filtraggio utilizzato nella FBMC e, questo permette di non utilizzare necessariamente la OQAM. In Fig.2.8 sono evidenziate le particolari operazioni svolte dal tra-smettitore e dal ricevitore di un sistema UFMC. In particolare i simboli si di

una particolare costellazione, sono convertiti nel dominio temporale dall’ope-razione di IFFT definita dalla matrice V. A seguire, questi simboli vengono filtrati attraverso la matrice F che dipende dalla risposta impulsiva del filtro utilizzato. In particolare i simboli trasmessi, dopo tutte le operazioni sono [6][7][8]: x = B−1 X i=0 FiVisi (2.13)

In particolare, il blocco di simboli che viene inviato dipende dlla lunghez-za LFIR del filtro utilizzato. Possiamo notare che, se LFIR = 1 otteniamo

un semplice blocco di simboli OFDM senza il prefisso ciclico, mentre per LFIR >> 1 il blocco di simboli UFMC converge a quello FBMC. Pertanto, in

questo sistema, `e molto importante la scelta del tipo di risposta impulsiva dei filtri che si utilizzano. Infatti possiamo osservare che:

• Scegliendo opportunamente la lunghezza del filtro possiamo variare a piacere la lunghezza del blocco dei simboli da trasmettere, cosa che `e molto vantaggiosa per la trasmissione di burst corti.

(32)

Fig. 2.8: Sistema UFMC

• Utilizzando particolari sagomature possiamo attenuare fortemente i lobi laterali degli spettri di tipo sin(Nfftx)

sin(x) del segnale OFDM in modo tale da

abbassare le quantit`a di ICI e IBI che si avranno in mancanza di una precisa sincronizzazione.

Dalla Fig.2.8 si nota che la struttura del ricevitore UFMC è molto simile a quello OFDM che si differenzia solo per l’ordine della FFT, che è pari al doppio di quella utilizzata in trasmissione. Questa waveform è molto promet-tente per la futura rete wireless pertanto, nel capitolo successivo descriveremo meglio le sue caratteristiche.

(33)

Capitolo 3

Sistema UFMC

Nel primo capitolo si è messo in evidenza il fatto che, per la futura rete 5G, è necessario una ri-progettazione dell’interfaccia dei dispositivi comunicanti. In particolare, le cause che richiedono questa ri-progettazione sono le seguenti (come abbiamo già menzionato nel primo capitolo):

• Dimensione del pacchetto trasmesso: I dispositivi MTC, ad esempio una rete di sensori di temperatura necessitano di un piccolo scambio di quantit`a di informazioni.

• Rate di trasmissione: i sistemi MTC, che prenderanno parte alla co-municazione sulla rete wireless mobile, necessitano di vari tipologie di traffico. Come ad esempio i sistemi di videosorveglianza richiedono trasmissioni ad elevato rate mentre i sensori di temperatura richiedono un trasmissione sporadica di informazioni.

• Energia dei dispositivi: Una rete di sensori sono dotati di semplici batterie con poca disponibilit`a energetica.

• Quantit`a: Elevatissimo numero di nodi di rete, come ad esempio i sensori disposti su un’ampia area.

(34)

Sistema UFMC 28

Per l’implementazione di tutte queste caratteristiche occorre un elevato grado di flessibilità della rete 5G. In particolare, abbiamo visto, nel primo capitolo che per rendere il livello fisico in grado di soddisfare queste caratteristiche sono state introdotte tre particolari waveform: FBMC, UFMC e GFDM. Si è visto che la FBMC consente di avere opportune sagomature degli spettri con livelli dei lobi secondari molto bassi poiché viene effettuato un filtraggio su ogni sottoportante del sistema multicarrier. Questo sicuramente fa del-la FBMC un importante soluzione contro l’Inter Carrier Interference (ICI) e l’Inter Band Interference (IBI) della rete wireless mobile. Questa tecnica per contro ci impedisce di utilizzare il sistema MIMO e ci obbliga ad utilizzare la modulazione OQAM per evitare sovrapposizione dei simboli di modulazio-ne modulazio-nel blocco multicarrier. A causa di queste sue limitazioni, l’FBMC non è particolarmente attraente per il sistema 5G. Infatti, nella futura rete wireless mobile, i sistemi MIMO rappresentano ancora un ottimo mezzo per la trasmis-sione efficiente di elevate quantità di dati. Inoltre, la FBMC non consente una comunicazione efficiente di burst corti a causa dell’eccessiva risposta impulsi-va dei filtri utilizzati. La GFDM costituisce una buona soluzione per regolare il livello dei lobi secondari degli spettri dei simboli. Tuttavia questo sistema si rivela poco adatto per la rete 5G a causa della presenza del prefisso ciclico che conduce ad una perdita di efficienza temporale nella comunicazione del bloc-co di simboli e inoltre è sempre presente il problema della sincronizzazione anche se meno rigorosa rispetto all’OFDM. Sulla base di queste osservazioni, sembrerebbe che la UFMC sia la più adeguata per costituire il modulatore del livello fisico dei dispositivi 5G futuri. Per questo motivo, in questo capitolo si vedranno le principali caratteristiche di questo sistema approfondendo le varie operazioni svolte da tutti i dispositivi che costituiscono il modulatore e il demodulatore. Alla fine, evidenzieremo attraverso simulazioni, le caratte-ristiche in termini di spettro del segnale trasmesso, e le confronteremo con quelle del sistema OFDM per dimostrare le potenzialità e i ”punti deboli” in

(35)

Sistema UFMC 29

uno scenario LTE.

3.1 Struttura del trasmettitore del sistema UFMC

Il sistema UFMC rappresenta un buon compromesso fra i sistemi Filtered OFDM e FBMC poiché è una generalizzazione dei due sistemi in modo tale da avere ancora i vantaggi offerti dal sistema FBMC, come ad esempio ottenere una buona sagomatura degli spettri dei segnali trasmessi per abbassare i lobi laterali di questi ultimi e, al contempo di utilizzare filtri con risposta impulsiva non troppo lunga. In Fig.3.1 è mostrato lo schema del modulatore UFMC.

Fig. 3.1: Schema modulatore UFMC

Dal grafico si nota che il modulatore UFMC effettua un filtraggio per sot-tobanda del sistema in questo modo si possono utilizzare filtri con risposta impulsiva più corta rispetto al sistema FBMC. In particolare ogni sottobanda del sistema è munito di un’opportuna operazione di IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) dedicata esclusivamente per i simboli su tale sottobanda a differenza del sistema OFDM nella quale tutti i simboli sono elaborati da un’unica operazione di IDFT. Possiamo considerare che ogni operazione di IDFT ha un’ordine pari a Nfft uguale cioè a quella del modulatore OFDM

(36)

tra-Sistema UFMC 30

dizionale. Questo comporta che il modulatore UFMC è un caso particolare del sistema OFDM, in quanto se consideriamo una sola sottobanda come la ban-da complessiva del sistema, otterremo esattamente un modulatore OFDM. Al fine di testare la realizzabilità del sistema UFMC nella rete wireless mobile, adatteremo i parametri di questo sistema all’odierno standard LTE. Pertanto, ogni sottobanda considerata dalla singola operazione IDFT del modulatore UFMC sarà indicato come resource block (RB) e, per ogni sottobanda del si-stema, sono dedicate un’insieme di sottoportanti del blocco multicarrier che indicheremo come resource elements (RE) come si è già definito nel primo capitolo sull’esposizione dello stato dell’arte dello standard LTE. Concentria-moci sulle operazioni IDFT per RB. Indichiamo con b ∈ BNbx1 _{un vettore}

colonna di simboli binari di sorgente che vengono direttamente mappati in simboli complessi di una certa costellazione di ordine M e quindi, con un numero di bit di sorgente per simbolo di modulazione pari a ms = log2M .

Si noti che, in questo capitolo abbiamo volutamente omesso il codificatore di canale in quanto siamo interessati alla forma del segnale generato dal modu-latore e alle sue caratteristiche. Dopo la mappatura dei simboli di sorgente, viene prodotto un vettore colonna di simboli di modulazione indicato come s ∈ CN x1 la cui dimensione `e pari a N = BD, che dipende cio`e dal numero4 di RB, indicato con B selezionati dal servizio utilizzato e, di conseguenza, dal numero di RE, indicato con D. A questo punto il modulatore divide questa sequenza di simboli di modulazione nelle sottobande utilizzate nella trasmis-sione. Pertanto, indicando con si ∈ CDx1 il vettore colonna dei simboli di

modulazione nell’i−esima sottobanda, possiamo scrivere:

s = [sT₀, sT₁, ...., sT_B−1]T (3.1) dove 0 ≤ i ≤ B − 1 si noti che ogni vettore di simboli in una singola sot-tobanda ha dimensione pari al numero di RE utilizzati in quella sotsot-tobanda. L’operazione IDFT applicata su ogni RB genera un vettore complesso di sim-boli nel dominio temporale indicato come y_i _{∈ C}Nfftx1_{. I singoli elementi di}

(37)

Sistema UFMC 31

questo vettore sono ottenuti dalla seguente equazione:

yi[l] = 1 √ Nfft iD+D−1 X k=iD s[k]e j2πkl Nfft _(3.2)

dove s[k] sono i singoli elementi del vettore si dei simboli in frequenza.

Per-tanto l’indice k,dell’equazione precedente è sintonizzato su una particolare sottobanda al variare dell’indice i: iD ≤ k ≤ iD + D − 1 con 0 ≤ i ≤ B − 1. Osserviamo dall’equazione (4.53) che al variare di i tutti i simboli su RB dif-ferenti vengono modulati su sottoportanti ortogonali fra loro poiché in realtà le singole operazioni di IDFT rappresenterebbero una suddivisione di una sin-gola operazione IDFT fatta su tutte le sottoportanti disponibili. Questo porta a concludere che, il blocco di simboli y ∈ CBNfftx1 _{in uscita dalle operazioni}

IDFT:

y = [yT₀, yT₁, ..., yT_B−1]T (3.3) sono identici al blocco di simboli che si otterrebbero in un modulatore OFDM. Pertanto, cos`ı come accade nel classico modulatore OFDM, i simboli y nel dominio temporale sono sovrapposti fra loro mentre invece i loro spettri sono perfettamente ortogonali fra loro. Quindi, lo spettro del blocco di simboli fin qui visto è esattamente uguale a quello di un blocco OFDM. A questo punto, come suggerisce lo schema del modulatore UFMC nelle singole sottobande vengono utilizzati diverse operazioni di filtraggio sui simboli in RB diffe-renti. In questo modo vengono sagomati opportunamente gli spettri su RB differenti. In particolare, poiché sui singoli RB i simboli vengono modulati su intervalli di frequenza adiacenti, è necessario che la risposta di questi filtri sia opportunamente sintonizzata sul relativo intervallo frequenziale. Quindi, indicando con f [m] la risposta impulsiva dei filtri con lunghezza pari a LFIR,

che come tipologia sono supposti uguali per tutte le sottobande, allora la ge-nerica risposta impulsiva del filtro sintonizzato sulla i−esima sottobanda sar`a pari a:

fi[m] 4

(38)

Sistema UFMC 32

dove il fattore ∆i `e l’opportuno shift frequenziale pari a:

∆i =

D+ 1

2 + iD (3.5)

dove 0 ≤ i ≤ B − 1. L’operazione di filtraggio dei simboli y_igenera i simboli zi ∈ C(Nfft+LFIR−1)x1nel generico RB dall’operazione di convoluzione lineare

seguente: zi[n] = LFIR−1 X m=0 fi[m]yi[n − m] (3.6)

Infine, il blocco di simboli trasmesso `e dato dalla somma fra i simboli filtrati su tutte le sottobande come indicato in Fig.3.1. Per poter rappresentare in modo semplice ma compatto la forma d’onda del segnale generato dal mo-dulatore, in modo tale da esplicitare il legame fra i simboli di sorgente e il blocco dei simboli trasmesso, facciamo riferimento alla Fig.3.2. In Fig.3.2

Fig. 3.2: Modulatore UFMC con operazioni matriciali

sono messe in evidenza le operazioni di IDFT e filtraggio fatte su ciascun RB in maniera matriciale. Si noti che in questo schema si `e indicato con Vi ∈ CNfftxD la matrice inversa di Fourier della generica sottobanda e con

(39)

Sistema UFMC 33

sono formate come segue:

Vi 4 = 1 1 · · · 1 e j2πiD Nfft _e j2π(iD+1) Nfft _{· · ·} _e j2π(iD+D−1) Nfft .. . ... · · · ... · · · ej2π(iD+D−1)(Nfft−1)Nfft (3.7) Fi 4 = fi 0 · · · 0 0 fi · · · 0 .. . ... · · · ... 0 0 · · · fi = fi[0] 0 0 0 · · · 0 fi[1] fi[0] 0 0 · · · 0 .. . ... . .. · · · 0 fi[LFIR− 1] fi[LFIR− 2] 0 fi[LFIR− 1] . .. · · · 0 .. . 0 . .. · · · 0 .. . ... ... · · · 0 0 0 · · · fi[0] .. . ... · · · ... 0 0 · · · fi[LFIR− 2] 0 0 · · · fi[LFIR− 1] (3.8) dove si `e indicato con fiil vettore che contiene i valori della risposta impulsiva

del filtro:

fi = [fi[0], fi[1], ...., fi[LFIR− 1]]T (3.9)

Nell’equazione (4.54) si nota che la matrice Fi `e una matrice di toeplitz con

le seguenti caratteristiche:

• La prima colonna `e formata dalla risposta impulsiva del filtro a cui `e stata fatta un’operazione di zero padding in coda al vettore fi

• Le altre colonne di questa matrice sono formate dallo shift circolare della prima.

(40)

Sistema UFMC 34

Sulla base di queste definizioni, i simboli y_i temporali dopo l’operazione IDFT possono essere valutati come segue:

y_i = Visi (3.10)

e , l’operazione di convoluzione lineare con il filtro, indicata dalla relazione (4.50), pu`o essere eseguita in maniera pi`u semplice dall’operazione:

zi = Fiyi (3.11)

Pertanto il blocco di simboli multicarrier UFMC pu`o rappresentarsi come:

z =

B−1

X

i=0

FiVisi (3.12)

A questo punto questi simboli verranno inviati nel canale. Si noti che, al bloc-co dei simboli z non è stato aggiunto il prefisso ciclibloc-co bloc-come invece accade nell’OFDM, e questo, può essere utile soprattutto per la trasmissione di picco-li frame di dati. Però bisogna considerare che senza il CP il sistema potrebbe risentire degli effetti tempo-varianti del canale wireless, tuttavia vedremo in seguito che la scelta dei filtri può alleviare l’effetto dell’ICI e IBI prodotto da non perfette sincronizzazioni.

3.2 Struttura del ricevitore del sistema UFMC

Per descrivere il modello di segnale ricevuto facciamo l’ipotesi di perfetta conoscenza del canale e che ci sia una trasmissione sporadica di pacchetti. Fatte queste ipotesi, al lato ricevitore, dopo le usuali operazioni di down-converter, il segnale in banda base viene campionato generando un vettore di campioni che pu`o essere scritto come segue:

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Sistema UFMC 35

dove w è un vettore di campioni di rumore Gaussiano circolare N C(0, σ_w2) e, H è la matrice del canale con dimensione che dipende dalla particolare rispo-sta impulsiva del canale. A questo punto il vettore r ricevuto viene elaborato dal demodulatore UFMC descritto dalla Fig.3.3. Il demodulatore UFMC è

Fig. 3.3: Demodulatore UFMC

molto simile rispetto al demodulatore OFDM che si differenzia solamente per l’ordine di FFT sui simboli. Difatti dal grafico si nota che in un modulatore UFMC l’ordine di modulazione `e doppia (2Nfft) rispetto a quella di un

tradi-zionale demodulatore OFDM. Questa differenza è dovuta poiché la dimensio-ne del blocco dei simboli ricevuto è maggiore rispetto al blocco dei simboli elaborati dall’operazione IDFT in trasmissione a causa del filtraggio succes-sivo. Questo vorrebbe dire che, per il recupero di tutti i simboli trasmessi è necessario un sovracampionamento del blocco ricevuto. In particolare viene scelto il doppio dell’ordine di modulazione fatto in trasmissione non solo per giustificare il fatto che l’algoritmo FFT è efficiente solamente quando è effet-tuato su un numero di campioni che corrisponde ad una potenza di 2. Difatti avremo potuto scegliere anche un’ordine pari a 1536 (maggiore di 1024 dell’I-DFT in trasmissione) che è un’ordine di FFT considerato nello standard LTE.

(42)

Sistema UFMC 36

La ragione pi`u importante per cui utilizziamo il doppio di Nfft `e dovuto al

fatto che in questo caso siamo perfettamente sicuri che i simboli trasmessi sa-ranno ricevuti nelle sottoportanti in uscita dalla FFT con indice pari partendo dalla sottoportante con indice uguale a 0. Per dimostrare quest’affermazione, si consideri il caso in cui il canale `e ideale (con matrice H pari alla matrice identica) e non ci sia rumore termico. Sotto queste ipotesi il vettore ricevuto coincide perfettamente al blocco trasmesso:

r = z (3.14) in cui: z = B−1 X i=0 zi (3.15)

teniamo presente che zi sono dati dal prodotto di convoluzione fra i simboli

elaborati dalla IDFT in trasmissione y_ie la risposta impulsiva del filtro fi:

zi[k] = yi[n] ∗ fi[m] (3.16)

per 0 ≤ k ≤ (Nfft+ LFIR− 1), 0 ≤ n ≤ Nfft− 1 e 0 ≤ m ≤ LFIR− 1, dove

con il simbolo ∗ `e stato indicato il prodotto di convoluzione. Indichiamo con Zi[l] la trasformata di Fourier di zi[k] fatta su 2Nfftpunti. Pertanto i campioni

in uscita dall’operazione di FFT saranno espressi come:

Zi[l] = 1 √ 2Nfft 2Nfft−1 X n=0 z[n]e− j2πnl 2Nfft _(3.17)

Che, considerando la relazione (4.50), possiamo scrivere come il prodotto delle trasformate di yi[n] e fi[m]:

Zi[l] = Yi[l]Fi[l] (3.18)

In particolare la trasformata dei simboli possiamo scriverla come:

Yi[l] = 1 √ 2Nfft 2Nfft−1 X n=0 yi[n]e −j2πnl 2Nfft _(3.19)

(43)

Sistema UFMC 37

A questo punto, ricordandoci che per poter effettuare l’operazione di FFT su 2Nfft abbiamo effettuato un’operazione di zero padding al vettore yi[n] la cui

dimensione `e di Nfft, possiamo riscrivere la formula precedente considerando

solo i valori di yi[l] diversi da zero. Otteniamo allora:

Yi[l] = 1 √ 2Nfft Nfft−1 X n=0 yi[n]e −j2πnl 2Nfft _(3.20)

Considerando che i simboli yi[n] sono stati ottenuti al trasmettitore

attraver-so un’operazione di IDFT dai simboli di costellazione si[j], allora possiamo

scrivere l’equazione (4.63) mettendo in evidenza questi simboli:

Yi[l] = 1 √ 2Nfft Nfft−1 X n=0 h 1 √ Nfft PiD+D−1 j=iD si[j]e j2πjn Nfft i e− j2πnl 2Nfft _(3.21)

scrivendo meglio quest’ultima equazione otteniamo:

Yi[l] = 1 √ 2Nfft iD+D−1 X j=iD si[j] Nfft−1 X n=0 e j2πn(2j−l) 2Nfft _(3.22)

A questo punto ricordando che:

N −1 X n=0 qn= 1 − q N 1 − q (3.23) Otteniamo: Nfft−1 X n=0 e j2πn(2j−l) 2Nfft ₌ 1 − e j2π(2j−l) 2 1 − e j2π(2j−l) 2Nfft (3.24)

Modificando opportunamente questa relazione otteniamo infine:

Yi[l] = 1 √ 2Nfft iD+iD−1 X j=iD si[j] sin[π₂(2j − l)] sin[_2Nπ fft(2j − l)] ejπ2(2j−l)(Nfft−1_Nfft ) _(3.25) Osserviamo che: Yi[l] =      si[j], per l pari PiD+D−1 j=iD si[j] sin[π₂(2j−l)] sin[ π 2Nfft(2j−l)] ej π 2(2j−l)( Nfft−1 Nfft )_, _{per l dispari} (3.26)

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Sistema UFMC 38

cioè nelle sottoportanti pari otteniamo i simboli di modulazione trasmessi, mentre in quelle dispari, traviamo una forte ICI dovuta alla sovrapposizione di tutti i simboli nei RE del i−esimo RB. La relazione (4.65) mostra anche che per tutte le sottobande diversa dalla i−esima, il contributo dei simboli è nullo. Ciò significa che, indicando con Si i RE della i−esima sottobanda,

possiamo scrivere: Yi[l] =      0, sej 6∈ Si si[j], sej ∈ Si (3.27)

Dopodich´e, proprio come avviene nel sistema OFDM viene effettuata l’equa-lizzazione sulle singole sottoportanti di interesse. Una differenza del sistema UFMC rispetto all’OFDM `e che in questo caso con l’equalizzazione si com-pensa anche l’effetto del filtraggio fatto in trasmissione e non solo quello del canale.

3.3 Confronto fra UFMC e OFDM

In questa sezione abbiamo confrontato il funzionamento del sistema UFMC con quello del sistema OFDM mediante simulazione con MATLAB. In parti-colare le operazioni di IDFT e filtraggio del sistema UFMC sono state effet-tuate direttamente su tutta la sequenza di simboli di modulazione attraverso le matrici V e F che rappresentano corrispettivamente la matrice di tutte le ope-razioni IDFT e tutte le opeope-razioni di filtraggio su tutti gli RB. In particolare queste matrici sono formate come segue:

V = V0 0 · · · 0 0 V1 · · · 0 .. . ... ... 0 0 · · · VB−1 = diag{V0, V1, ...., VB−1} (3.28) F = [F0, F1, ...., FB−1] (3.29)

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Sistema UFMC 39

dove le sottomatrici Vi e Fi rappresentano rispettivamente le matrici delle

singole operazioni di IDFT e filtraggio su ciascuna sottobanda definite nelle sezioni precedenti. Abbiamo considerato inoltre filtri di Dolph-Chebyshev ( vedere [6][7][8]) per un corretto filtraggio degli spettri su ogni sottobanda. In particolare questi tipi di filtri permettono di ottenere uno spettro con lobi laterali tutti allo stesso livello. Per effettuare questa simulazione ci siamo adeguati allo standard LTE a 10MHz, scegliendo cio`e un’ordine di IDFT pari a Nfft = 1024 e lunghezza del CP per il sistema OFDM pari a NCP = 72.

Inoltre abbiamo scelto un numero di RE pari a D = 12 e numero di RB B = 10. Per poter effettuare un corretto confronto con il sistema UFMC, dobbiamo tenere conto che la dimensione del blocco multicarrier trasmesso deve essere lo stesso in entrambi i sistemi. Questo comporta che abbiamo adeguato la lunghezza della risposta impulsiva dei filtri di Dolph-Chebyshev in modo tale che l’elongazione prodotta dal filtraggio eguagli la dimensione del prefisso ciclico. Pertanto la lunghezza dei filtri `e stata impostata pari alla dimensione del prefisso ciclico pi`u uno (LFIR = 73):

LFIR = NCP+ 1 (3.30)

Un altro parametro di progetto dei filtri `e l’attenuazione dei lobi laterali. Per ottenere bassi livelli dei lobi laterali abbiamo scelto un’attenuazione pa-ri a α = 60dB. In Fig.3.4 sono indicate le carattepa-ristiche dei filtpa-ri Dolph-Chebyshev.

3.3.1 Modelli di Canale

Poiché l’effetto del canale sul blocco trasmesso è essenzialmente un’ope-razione di filtraggio, la relazione che lega il blocco trasmesso z con quello ricevuto r, è un’operazione di convoluzione lineare fra z con un vettore c che rappresenta la risposta impulsiva del canale. Per poter effettuare questa ope-razione di convoluzione lineare, abbiamo utilizzato la matrice del canale H

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Sistema UFMC 40

Fig. 3.4: Risposta impulsiva e in Frequenza dei filtri Dolph-Chebyshev

nella forma seguente:

H = c 0 · · · 0 0 c · · · 0 .. . ... · · · ... 0 0 · · · c (3.31)

Da questa formula si evince che H `e una matrice toeplitz con le caratteristiche seguenti:

• La prima colonna di H `e formata dalla risposta impulsiva del canale a cui `e stata fatta un’operazione di zero padding.

• Le altre colonne sono formate da shift circolari della prima.

In particolare, la dimensione della matrice H dipende dal particolare canale adottato. Infatti, osserviamo che:

• Per canale AWGN, la risposta impulsiva del canale sarebbe uno scalare di valore unitario. In questo caso H sarebbe una matrice identica con le stesse dimensioni del blocco trasmesso: H ∈ C(Nfft+LFIR−1)x(Nfft+LFIR−1)_.

• Per canale di Rayleigh, la risposta del canale anche in questo caso sa-rebbe uno scalare ma con valore aleatorio complesso. Pertanto H, in

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Sistema UFMC 41

questo caso, `e una matrice diagonale quadrata delle stesse dimensioni del blocco trasmesso.

• Per un qualsiasi modello di canale tempo-variante (EVA, EPA e ETU), la risposta impulsiva `e un vettore colonna di dimensione Nch. Gli

ele-menti di c sono quasi tutti nulli fuorch´e in alcune posizioni individuate dal particolare ritardo temporale del cammino multipath del canale. In queste posizioni troviamo dei valori aleatori complessi che rappresen-tano il coefficiente di guadagno del cammino multipath. In questo caso la matrice del canale `e del tipo: H ∈ C(Nch+Nfft+LFIR−2)x(Nfft+LFIR−1)

Si noti che, nel caso di canale tempo-variante il blocco dei simboli ricevuto ha una dimensione maggiore di quello trasmesso a causa dell’effetto del canale. In questo caso, affinch´e non si abbia perdita di simboli, l’elongazione del canale non deve superare l’ordine della FFT in ricezione del sistema UFMC. Mentre, per quanto riguarda il sistema OFDM, l’elongazione del canale deve essere minore del prefisso ciclico.

3.3.2 Risultati

Il primo passo è stato quello di testare le prestazioni dei due sistemi me-diante la misura della BER. In particolare in Tab.5.2 sono indicati i parametri adoperati per il calcolo della BER nei due sistemi. In Fig.3.5 e in Fig.3.6 so-no rappresentati i due grafici di BER rispettivamente del sistema UFMC e del sistema OFDM. Osserviamo che non abbiamo grosse differenze prestazionali fra UFMC e OFDM. Inoltre abbiamo anche testato lo schema del ricevitore UFMC utilizzando un modulatore OFDM classico. Il risultato mostra chiara-mente che possiamo rivelare i simboli OFDM mediante il ricevitore UFMC. Questo è un vantaggio poiché dimostra che i due sistemi sono intercambia-bili fra loro. Una caratteristica molto importante viene fuori paragonando gli spettri dei segnali UFMC e OFDM come mostrato in Fig.3.7. Questo

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grafi-Sistema UFMC 42 Nfft 1024 numero simboli N = DB 120 LFIR 73 α 60 Resource Block (B) 10 Resource Elements (D) 12 Modulazione BPSK Canale AWGN

Tab. 3.1: Parametri per misura BER

Fig. 3.5: Curva della BER del sistema UFMC

co mostra chiaramente che le emissioni fuori banda dello spettro del segnale UFMC sono molto pi`u contenute, di svariati dB, rispetto allo spettro del

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se-Sistema UFMC 43

Fig. 3.6: Curva della BER del sistema OFDM