Capitolo 2

Capitolo 2

Architettura Transponder Passivo Low Power UHF e Microwave

I transponder passivi, per applicazioni ad ampio raggio (“Long-range passive transponder”), per sistemi RFID (Radio Frequency Identification), sono principalmente caratterizzati dal fatto di non avere una sorgente di alimentazione a bordo. Sfruttano l’energia del campo elettromagnetico proveniente dal lettore. L’energia del campo irradiato fino all’antenna del transponder, verrà utilizzata sia per il corretto funzionamento del transponder (alimentazione del chip), sia per la ritrasmissione dati verso il reader, attraverso modulazione della radiazione retrodiffusa.

In figura 1 è possibile osservare l’architettura a blocchi generale, su cui si basa il tag presentato a ISCAS 2005 [1].

ANTENNA MATCHING NETWORK VOLTAGE MULTIPLIER VOLTAGE REGULATOR DEMODULATOR BACKSCATTER MODULATOR Demodulated Signal Modulating Signal V_reg D I G I T A L S E C T I O N ANTENNA L

In particolare andiamo a porre l’attenzione sull’architettura della sezione RF del transponder, illustrata in figura 2, e composta dai seguenti blocchi:

• Moltiplicatore di tensione • Regolatore di tensione • Rete di adattamento LC

• Modulatore di radiazione retrodiffusa (backscatter modulator) • Demodulatore POWER MATCHING VOLTAGE REGULATOR DEMODULATOR MODULATOR V_DEMOD V_MOD V_reg V_DDhigh V_DDlow C C C C V_IN

Figura 2: Architettura sezione RF [1]

La comunicazione tag-reader, avviene attraverso un’antenna a dipolo, poichè il tag rientra nella categoria dei dispositivi RFID ad accoppiamento elettromagnetico.

Consumo di Potenza

Il transponder in questione, come già accennato in precedenza, appartiene alla classe dei sistemi low-power operation, e ciò implica un consumo di potenza dell’ordine del W.

Andiamo ad analizzare più in dettaglio le sezioni RF e Digitale del transponder.

1. Sezione a Radio Frequenza

Per una buona progettazione, è doveroso andare a scegliere la profondità di modulazione da utilizzare per la trasmissione dei dati dal tag al reader, attraverso la backscattered modulation; dobbiamo andare a dimensionare il raddrizzatore, la rete di adattamento L-C, in modo da avere il massimo trasferimento di potenza; dobbiamo sviluppare un regolatore di tensione adatto alle specifiche progettuali, ovvero che fornisca una V_dd =0.6 V.

Come già accennato sopra, la sezione RF è composta da vari blocchi, che andiamo ad analizzare uno per uno, qui di seguito.

Moltiplicatore di Tensione V_IN C C C C C C V_U D₂ D_2N D₁ D₃ D₄ D_2N-1

+

Il circuito in figura 3, è un moltiplicatore di tensione a N stadi, composto da N rivelatori picco-picco.

La sua funzione è quella di convertire la tensione RF presente in antenna, alla frequenza di lavoro, in tensione continua DC, utilizzata per alimentare il transponder.

Per ottenere un ampio range di lavoro, il moltiplicatore di tensione, deve essere dimensionato in modo da ottenere l’efficienza di potenza ottimale, riuscendo ad aver il massimo trasferimento di potenza dall’antenna al moltiplicatore di tensione.

In generale supponiamo di avere applicato in ingresso un segnale sinusoidale Vin, a frequenza e ampiezza V . Dalla caratteristica

del moltiplicatore di tensione, risulta che più alto è il numero degli stadi, più piccola sarà l’ampiezza della tensione di ingresso, richiesta per ottenere una particolare uscita di tensione DC ed un certo consumo di potenza.

0

f ₀

In questo modo si riesce ad utilizzare una rete di adattamento tra antenna e moltiplicatore di tensione, con un fattore di qualità piccolo.

La potenza media di ingresso , richiesta per ottenere una certa tensione di uscita e una certa potenza di uscita, può essere calcolata, andando a sommare la potenza media dissipata su ogni diodo , considerando anche le perdite di substrato, e la potenza richiesta dal carico, .

IN P D P L P

Nel caso possa trascurare le perdite di substrato di ciascun diodo, la potenza in ingresso al moltiplicatore di tensione, risulta pari a, [2]

0 0 1 2 2 exp 2 U IN D L S T T V V P N P P N I V B V N    = + = _{  }−    V    (1)

dove V è la tensione di uscita del moltiplicatore, _U I è la corrente _S

1

B è il coefficiente di 1° ordine dell’espansione della funzione di

Bessel [2], V è l’ampiezza del segnale in ingresso, e V è la

tensione termica.

0 T

Da [2] risulta che è possibile ottenere la massima efficienza di potenza, utilizzando il minor numero di stadi del moltiplicatore di tensione.

Nel caso di perdite di substrato non del tutto trascurabili, il numero ottimale di stadi da utilizzare, cresce con l’incremento delle perdite. Il fattore di qualità [2] della rete di adattamento, decresce con l’aumento del numero di stadi del moltiplicatore di tensione.

Q

Poichè la tecnologia utilizzata impone un vincolo sul valore del fattore di qualità Q , tipicamente di poche decine, sarà opportuno

scegliere il numero degli stadi del moltiplicatore, il più alto possibile. Una volta fissato il numero di stadi, è possibile andare a vedere che più grande è l’area dei diodi, più elevata sarà la corrente di saturazione inversa, e migliore sarà l’efficienza di potenza del moltiplicatore di tensione [2].

Per tale motivo, vengono impiegati preferibilmente i diodi schottky, in quanto a parità di area con un semplice diodo, hanno correnti di saturazione inversa maggiore.

Nel caso del tag in esame [1], il moltiplicatore di tensione è composto da due parti:

• Moltiplicatore a singolo stadio: fornisce energia alla sezione digitale del tag e al modulatore.

• Moltiplicatore a doppio stadio: fornisce energia al regolatore di tensione.

La scelta del valore della capacità, è fatta in modo da ottenere una costante di tempo molto più grande della durata dell’intervallo per cui il segnale PWM è basso (2 W), in modo da ottenere un basso ripple sulla tensione di uscita.

µ

Da [1] risulta che per la conversione RF/DC, è richiesta in ogni caso un’efficienza del 25%.

L’impedenza di ingresso del moltiplicatore di tensione, è pari alla resistenza equivalente vista, in parallelo alla somma delle capacità di tutti i diodi.

Per cui per ottenere l’adattamento in potenza con l’antenna, il moltiplicatore di tensione dovrà avere una induttanza L che compensi la capacità di ingresso, e una rete di adattamento LC, descritta in seguito.

Rete di Adattamento

L’impedenza equivalente di ingresso del moltiplicatore di tensione è rappresentata dal parallelo di una resistenza ed una capacità

. La parte resistiva tiene di conto del consumo di potenza del moltiplicatore di tensione, mentre quella capacitiva, è data dal parallelo di tutte le capacità dei diodi presenti nel circuito.

eq eq C

R //

L’impedenza vista dal generatore equivalente V in antenna, può essere calcolata come, [3],

S

{ }

(

)

{ }

(

(

₍

₎

)

₍

)

(

₍

)

(

₎

)

C R f

Q'=2π _{0 eq}∆ (4) e è la massima variazione della capacità di ingresso al moltiplicatore di tensione, rispetto al suo valor medio.

C

∆

Per essere sicuri del corretto compito svolto dalla rete di adattamento in potenza, devo assicurarmi che la parte reale di Z sia due volte la resistenza dell’antenna, e che la parte immaginaria sia nulla. Così, sotto tali condizioni è valida la relazione Q e quindi possiamo ricavare la condizione (4).

Q

<<

' ,

La rete di adattamento LC è dimensionata in modo standard, ma sotto la condizione che il moltiplicatore di tensione debba lavorare in zona non lineare. Fintanto che la capacità di ingresso dovuta ai diodi, varia con la tensione applicata, l’adattamento è ottenibile considerando il valore medio temporale della capacità di ingresso, che fa sì che le variazioni dell’impedenza di ingresso siano piccole nei confronti della resistenza equivalente di ingresso.

La massima variazione della capacità di ingresso al moltiplicatore di tensione è pari a, [3], eq R f Q C 0 2π << ∆ (5)

, dove Q è il fattore di qualità della rete di adattamento, è la frequenza di lavoro e è la resistenza di ingresso del moltiplicatore di tensione.

0

f

eq

R

Fino a che il moltiplicatore di tensione, lavora fortemente in modo non lineare, la corrente in antenna avrà un più elevato ordine di armoniche. Tale effetto è importante quando il fattore di qualità della rete di adattamento è basso, per cui le armoniche più alte non sono soppresse completamente. La soluzione è porre un circuito LC

parallelo all’ingresso del moltiplicatore di tensione, tale che risuoni alla frequenza di lavoro. Non avrà effetto sulla prima armonica, ma riesce a sopprimere le armoniche più in alto in frequenza, relative alla corrente in antenna.

Nella seguente figura è mostrata la rete di adattamento sopra descritta, che consente un adattamento in potenza per un range molto ampio.

Figura 4: Rete di adattamento in potenza [3]

Modulatore [1]

La sezione RF del tag, presenta un modulatore che sfrutta la modulazione PSK della radiazione retrodiffusa, per la trasmissione del segnale in banda base fornito dalla sezione digitale.

In figura seguente, è mostrato il circuito equivalente del transponder, visto dalla sua antenna.

R_A

V_S

ANTENNA

R jX

TRANSPONDER

Figura 5: Circuito equivalente visto dall'antenna del transponder

Per ottenere questa modulazione, abbiamo bisogno che l’impedenza dell’antenna sia R =R_A, mentre la parte immaginaria dell’impedenza vista dall’antenna deve essere modulata tra i valori

j X

± ∆ .

La PSK backscatter modulation, assicura un elevato rapporto tra la potenza in ingresso al moltiplicatore di tensione e quella disponibile in antenna .

IN

P

AV

P

Fino a che la tensione di alimentazione del transponder limita la distanza operativa , viene preferita la PSK backscatter modulation rispetto alla ASK backscatter modulation, sebbene sia necessario un ricevitore coerente al lettore [3].

E’ chiaro che più grande è il valore del X∆ , più grande sarà la profondità di modulazione, e quindi il rapporto segnale-rumore al lettore.

Il problema risulta il fatto che più ampia è la variazione dell’impedenza vista dall’antenna, maggiore sarà il disadattamento in potenza, il che comporta una minore potenza DC, convertita dal moltiplicatore di tensione.

Per massimizzare la distanza operativa, è necessario trovare un ottimo trade-off tra minima probabilità di errore al lettore, e massima efficienza di conversione DC.

Per garantire il corretto funzionamento del transponder, bisogna garantire che la potenza in ingresso al tag , sia molto maggiore della minima potenza richiesta, data dalla somma della potenza dissipata dal modulatore

IN

P

MOD

P , e la potenza dissipata dalla sezione digitale P_DIG, diviso l’efficienza di conversione AC-DC [3].

(

)

Nella nostra architettura [1], il modulatore utilizzato è quello di figura seguente.

Figura 6: PSK Backscatter Modulator [1]

La parte immaginaria dell’impedenza vista dall’antenna del tag, varia in modo simmetrico rispetto a zero, così che abbiamo soltanto la variazione della fase del segnale retrodiffuso al reader. Il principio di funzionamento, è basato sulla variazione della capacità di uscita al modulatore, in relazione al flusso dei dati preveniente dalla sezione digitale.

Nel particolare circuito, è il transistore M1 che varia la sua capacità, andando a funzionare nelle regioni di saturazione e di cut-off.

Il modulatore utilizzato, è caratterizzato da: o Basso consumo di potenza = 15 nW

o Bassa occupazione di area sul chip, rispetto a altre possibili soluzioni, presenti in letteratura.

Demodulatore [1]

E’ un moltiplicatore di tensione , la cui funzione è quella di seguire le variazioni del segnale PWM, tipicamente di 40 kbps.

Il segnale di uscita dal circuito, va a pilotare un inverter, con il compito di rigenerare il livello logico.

La capacità e la resistenza, in paralllelo all’uscita del demodulatore, sono dovuti alla capacità di ingresso dell’inverter e alla resistenza di drain-source, del transistore NMOS.

Il terminale di gate dell’NMOS, è pilotato dall’uscita del moltiplicatore di tensione a singolo stadio, ottenendo così una resistenza variabile.

Con l’incremento della potenza in ingresso alla sezione RF, la tensione in uscita dal demodulatore dovrebbe aumentare, e la costante di tempo dovrebbe essere più lenta per seguire le variazioni del segnale. Allo stesso tempo, la tensione di gate dell’NMOS cresce, così che la costante di tempo diventa più piccola, assicurando il corretto funzionamento.

V

V

C

V

V

E’ caratterizzato da un basso consumo di potenza.

In particolare, in condizioni di minima potenza in ingresso alla sezione RF, la potenza dissipata risulta pari a 250 nW.

Regolatore di tensione [1]

Ha il compito di fornire una tensione DC costante e indipendente dalla potenza in antenna e dalla potenza dissipata dal transponder. Inoltre, deve avere un ridotto consumo di potenza e un coefficiente di temperatura negativo (-2 mV/°C), affinchè le prestazioni e la potenza dissipata dalla sezione digitale, siano pressochè indipendenti dalla temperatura.

Il circuito è formato da un amplificatore differenziale, che va a comparare la tensione di uscita con un valore di riferimento, andando così a pilotare il terminale di gate di un transistore NMOS, in modo da ottenere una tensione di uscita costante e uguale al valore di riferimento.

Le principali caratteristiche sono:

a) Basso consumo di potenza, 60 nW

b) Basso valore del PSRR alle frequenze critiche: c) PSRR (DC) = -58.5 dB

d) PSRR (RF) = -54 dB

e) Coefficiente di temperatura negativo: -2 mV/°C f) V_out =0.6 V

g) Corrente di uscita I_out <5 A h) Corrente a riposo I =34 nA

Figura 8: Regolatore di tensione [1]

2. Sezione Digitale

La sezione digitale del transponder, deve andare a gestire operazioni complesse, tra cui la gestione del protocollo di anticollisione tra reader e tag, gli algoritmi di crittografia dei dati trasmessi-ricevuti, ecc…

Potrebbe essere conveniente utilizzare direttamente un microprocessore al posto di una macchina a stati finiti, in modo da avere maggior flessibilità nelle operazioni da compiere.

Andare ad implementare una macchina a stati finiti dedicata, ci permette di svolgere un minor numero di operazioni, ma molto più complesse.

Nel caso del transponder in questione, è stata implementata una macchina a stati finiti in logica CMOS sottosoglia, con tensione di alimentazione

V. 6 . 0 = dd V

La frequenza di clock è inferiore a 1 MHz, precisamente kHz, fornita dall’oscillatore, presentato nel capitolo successivo, realizzato progettualmente come lavoro di Tesi.

80

f =

Il consumo di potenza di questa sezione è dell’ordine del W.

La tecnologia utilizzata per la realizzazione del chip su silicio, è l’AMS 0.35 m CMOS. I protocolli di comunicazione e il formato dati [4], è regolamentato dallo standard ISO/IEC 18000-6 (860 MHz-960 MHz):

• Data rate forward link: 10 o 40 kbps • Codifica forward link: Manchester • Data rate return link: 40 kbps

• Protocollo anti-collisione: BINARY TREE • SRAM: 256 bytes

Memoria EEPROM

Parte fondamentale della macchina a stati finiti, è la memoria a EEPROM a 128-bit [4], realizzata in processo standard CMOS, la cui cella elementare è la seguente.

Figura 9: Cella elementare memoria EEPROM 128-bit [4]

Caratteristiche e prestazioni

• Basso consumo di potenza durante le operazioni di scrittura/lettura. • Lunghi tempi di scrittura/lettura.

• Tensione di lettura: 0.6 V

• Tensione di scrittura/cancellazione: 9 V • Operazioni di lettura:

o Tempo di lettura per 128 bits = 10 ms o Consumo di potenza = 160 nW

frequenza 868 MHz 2.45 GHz

Distanza di lettura 10.5 m 4 m

Tabella 1: Distanza di lettura - frequenza di lavoro [4]

• Operazioni scrittura/cancellazione:

o Tempo scrittura /cancellazione per 128 bits = 0.8 s o Consumo di potenza = 3 µ W

Frequenza 868 MHz 2.45 GHz

Distanza di

scrittura/cancellazione

4.6 m 1.7 m